雙頻雙圓極化槽天線設計

浦同爭， 宗 容， 陳 哲， 鄧 郁， 劉軍奇

(1.國家移民管理局常備力量第二總隊,昆明 650214；2.云南大學 信息學院,昆明 650091)

相較于線極化天線，圓極化天線在空間位置取向上自由度更大，且能探測到更多極化類型的無線電波，因此在衛星導航、射頻識別、雷達、遙感遙測、電子偵查和對抗等領域得到了廣泛的應用[1-2]。可實現圓極化的基本輻射單元結構有圓[3]、圓環[4]、螺旋[5]、多邊形[6]、圓柱[7]等，可選的饋電機制則有單饋和多饋2種。單饋法必須引入結構微擾，依靠分離簡并模式達成圓極化目標；多饋法則利用正交信號來激勵起圓極化波[8]。

隨著無線技術的發展，小型化和寬帶化成為當前圓極化天線設計的發展方向。通過將不同工作頻段的圓極化輻射單元制作在同一PCB板上，可實現結構緊湊的低剖面多頻帶圓極化天線，這已經引起了研究人員的關注[9-11]。

考慮到槽天線在工作帶寬、阻抗損耗、結構魯棒性等方面的性能通常都優于貼片天線，采用槽線設計了一種雙頻圓極化天線。該天線由一個十字形槽嵌套一個圓環形槽而成。其中，圓環形槽上加載了一對簡并分離單元，以實現圓極化；而構成十字形槽的2條槽線長度不一致，以便得到圓極化波。該天線結構簡單緊湊，容易加工制作，且設計參數豐富，可方便地在任意無線電頻段實現圓極化設計。

1 天線的設計

1.1 天線結構

天線結構如圖1所示，十字形槽蝕刻在PCB板正面，它的2條矩形槽線分別長la和lb，槽寬為s1；圓環形槽包圍著十字形槽，它的半徑為r，槽寬為s2；圓環形槽上加載了一對凹槽，寬度為ws，深度為ds，它們對稱分布在與饋電位置成45°夾角的直線上；饋電電路制作在PCB板的背面，它由50 Ω微帶線和四分之一波長阻抗變換器組成，其中50 Ω微帶線的寬度為wm，阻抗變換器的寬度和長度分別為wc和lc；PCB板的厚度為h，材料的相對介電常數為εr。

圖1 天線結構示意圖

天線在低頻段的工作頻率fL由圓環形槽決定，其波長近似等于圓環形槽的周長，即λL=2πr′。λL表示低頻段的工作波長；r′表示環形槽的等效半徑，它與r、ws和ds有關，這為優化天線性能提供了相當多的調節自由度。假設低頻為fL=2.4 GHz，且采用厚度為h=2 mm的F4BK300板，其相對介電常數是εr=3，槽線寬度取sa=sb=1 mm，則λL可使用如式(1)計算[19]

(1)

其中λ0為自由空間波長。

實際上，圓環形槽是典型的諧振結構，不能直接用來生成圓極化波。為解決這個問題，在圓環上進一步蝕刻出一對凹槽。通過引入這樣的結構微擾，使圓環的簡并模式得以分離，并在模式間形成90°的相位差，從而能夠輻射圓極化波束。

天線在高頻段的工作頻率fH由十字形槽決定。對于矩形槽線而言，當槽線的長度取半波導波長時，可獲得基模的工作狀態。由于la≠lb，所以各自的基模頻率也不相等，即fa≠fb。當Δl=|la-lb|很小時，Δf=|fa-fb|也很小。通過優化設計，最終可得到中心頻率為fH≈|fa-fb|/2的圓極化工作帶寬。因此，在槽寬s1確定的情況下，十字形槽的工作頻率fH取決于la和lb。

1.2 阻抗匹配

由于天線要在2個不同的頻段同時實現圓極化，因此阻抗匹配網路的設計非常重要。借助商用電磁仿真軟件HFSS，可對匹配網絡進行計算和分析，通過不斷的優化，得到能滿足應用要求的設計參數。

當圓環形槽和十字形槽的結構確定時，影響阻抗匹配的主要參數為lc、wc和lt，下面分別研究它們的影響。天線的固定參數設置如下：εr=3，h=2 mm，sa=sb=1.3 mm，ws=ds=4.5 mm，r=16 mm，la=16 mm，lb=14.5 mm，wm=5 mm。

圖2描述的是當lc=20 mm，lt=0 mm時，天線的輸入阻抗隨wc變化的情況。由圖2可知，當wc依次取0.7 mm、1.2 mm、2 mm時，天線在fH附近的輸入阻抗無顯著變化，但在fL附近的輸入阻抗從約55 Ω減小到40 Ω。根據優化計算的結果，當wc取0.97 mm時，天線的阻抗匹配效果最佳。

圖3描述的是當wc=0.97 mm，lt=0 mm時，天線的輸入阻抗與lc(lc分別取18 mm、19 mm和20 mm)之間的關系。顯然，lc對fL和fH的輸入阻抗都有明顯的影響，而且難以得到能夠兼顧這2個頻段的lc值。因此，先考慮匹配fL，而fH則通過另一參數lt進行調整。根據計算，當lc取20 mm時，天線在低頻fL附近的輸入阻抗接近50 Ω。

由圖4可知，當wc=0.97 mm，lc=20 mm時，天線的阻抗匹配狀態與高頻調節參數lt之間的關系。可以看到，lt的變化對fL頻段的輸入阻抗影響不明顯，但對于fH頻段的輸入阻抗有明顯的調節作用。具體而言，當lt分別取-2、0、2 mm時，對應的天線在fH頻段中心頻點6.19 GHz處的歸一化輸入阻抗分別為0.954 3-0.091 7j，0.714 9+0.199 3j，和0.456 7+0.142 8j。可見，lt為-2 mm時，天線的匹配性能最佳。

圖2 天線在低頻段fL和高頻段fH的輸入阻抗隨wc變化的情況

圖3 天線在低頻段fL和高頻段fH的輸入阻抗隨lc變化的情況

圖4 天線在低頻段fL和高頻段fH的輸入阻抗隨lt變化的情況

綜上，為了兼顧天線在fL頻段和fH頻段上的工作性能，可選擇lc=20 mm，wc=0.97 mm和lt=-2 mm。

2 天線的性能

前文討論了實現天線阻抗匹配的思路和步驟。實際上，其他參數也會在一定程度上影響天線的性能。例如，ws和ds的波動會影響低頻fL段的軸比性能，并導致fL段中心頻點的飄移；調整Δl=la-lb可以有效地優化天線在fH段的圓極化性能，并可重構圓極化的類型。這些都可以根據需要進行適當的微調，簡潔起見，不再一一贅述。

如前所述，天線可同時在fL=2.4 GHz頻段和fH=6.19 GHz頻段實現圓極化。

圖5為天線的回波損耗(S11)和電壓駐波比(voltage standing-wave ratio,簡稱VSWR)曲線。由圖5可知，天線在2.4 GHz頻段和6.19 GHz頻段的阻抗帶寬(S11<-10 dB)分別為15.38%(368.4 MHz)和6.92%(421 MHz)。

圖5 天線的回波損耗和電壓駐波比

圖6 天線的軸比性能

圖7 天線在不同平面上的遠場輻射圖

圖8 天線的三維遠場輻射圖

圖6為該天線在主要輻射方向上的軸比性能，由圖6可看出，天線在2.4 GHz頻段和6.19 GHz頻段的圓極化帶寬(軸比<3 dB)分別為10.9%(263.2 MHz)和9.35%(579 MHz)。圖7為天線在不同的φ平面上的遠場輻射圖。由圖7可見，天線的主要輻射方向是z軸，即垂直于天線表面的方向。而且，在垂直方向上這一天線是雙向輻射的，其在天線表面兩側的輻射大致相當，根據計算，天線的前后比約為1.103 8。在水平方向上，天線的輻射關于環形槽上的分離單元的連線對稱，體現出類似于偶極子的特征，這一點可進一步從如圖8所示的三維遠場輻射圖中觀察得到。

根據計算，優化后的天線在2.4 GHz頻段的最大增益為3.44 dBi，輻射效率為96.13%；在6.19 GHz頻段的最高增益為6.36 dBi，輻射效率95.6%，可滿足實際應用的要求。

3 結束語

設計并優化了一款雙頻帶雙圓極化天線，分別利用圓環形槽線和十字形槽線調控天線在2.4 GHz頻段與6.19 GHz頻段的性能。該天線在可重構性、阻抗匹配、帶寬、駐波比、軸比、方向圖等方面的性能優越，有望在射頻識別、衛星定位系統和天線小型化等方面得到實際應用。為滿足未來5G及5G+業務對超寬帶和超小型化的需求，可考慮與超表面、石墨烯等新興材料結合，進一步提升天線性能。