具有高選擇性的濾波天線設計

付勝偉，張 磊，馬潤波，陳新偉

(山西大學 物理電子工程學院，山西 太原 030006)

0 引 言

如今微波通信技術正飛速發展，無線通信技術已經經歷了歷史性變革，通信系統的發展方向一直是小型化、集成化、多功能化.在微波射頻前端，濾波器是不可或缺的器件，天線是無線信號收發的重要器件，將這兩個尺寸較大的射頻前端無源器件集成設計在一起使其同時具備輻射和濾波特性就顯得尤為重要.

關于濾波器與天線集成設計為一個模塊的文獻已經越來越多[1-7].一種濾波天線的設計方法是將天線與濾波器直接級聯實現濾波天線[1-2]，這種方法雖然簡單但是很難實現小型化并且增大了電路損耗；另一種設計方法是從濾波器的綜合理論出發，通過將天線作為濾波器的最后一階諧振器，綜合利用濾波器的諸多結構(缺陷地結構、SIR諧振器、交叉耦合等)使得天線同時具有濾波和輻射的特性[3-5].文獻[3]中，方形輻射貼片被使用作為濾波器的最后一階諧振器，利用差分結構最終實現了具有共模抑制特性的濾波天線，但是增益響應帶邊不存在零點，選擇性不高；文獻[4]中介紹的天線利用多層結構實現源到諧振器和負載到諧振器的不同耦合路徑在通帶邊緣產生輻射零點，最終實現高選擇性的濾波天線，但是由于利用3層介質基片且3階諧振器實現兩個傳輸零點，而且還應用了半波長諧振器，這樣使得天線結構比較復雜；文獻[5]是利用一分二的功分器，將兩路輸出端口通過地面的H型槽與頂層兩個矩形貼片進行耦合，進而實現濾波天線的目的，但功分器結構過于復雜，而且增益響應只有高頻帶邊產生了輻射零點，選擇性有待進一步提高.還有一種設計方法是通過改變天線輻射結構的輻射特性從而引入濾波特性[6-7].文獻[6-7]中通過在貼片上開槽和引入探針等方式改變輻射體的輻射特性，使天線具有濾波的特性，這種方法沒有前述兩種方法特定的理論，屬于陷波天線.

本文設計了一款具有高選擇性的濾波天線.首先根據濾波器的經典設計理論，設計了一個基于1/4波長微帶線的二階帶通濾波器，為了將天線和濾波器集成在一起，用矩形貼片替代濾波器的最后一階諧振器，將濾波器的第一階諧振器和矩形貼片蝕刻在兩層介質的正反面，并且兩層介質共用同一接地板，在接地板上引入兩個縫隙，一個縫隙實現濾波器諧振器和貼片之間的耦合，另外一個縫隙實現饋源和貼片之間的耦合，由于引入交叉耦合路徑使得天線增益帶邊產生了輻射零點，極大地提高了天線的帶邊選擇性.

1 基于J/K變換器的帶通濾波器設計

在設計濾波天線之前，首先設計一個中心頻率在2.4 GHz，相對帶寬6%，帶外衰減大于20 dB 的帶通濾波器.由于λ/4諧振器和λ/2諧振器相比較，尺寸可以減小一半，而且λ/4諧振器僅在基頻的奇數倍頻處產生高次諧波，所以采用λ/4諧振器構成濾波器可以有效地減小尺寸和擴展阻帶帶寬.另外，用1/4波長平行耦合線實現J變換器.用一段短路枝節來實現K變換器.為了進一步減小尺寸，本文采用混合的J/K變換器實現諧振器之間的耦合.根據濾波器的綜合設計方法[8]，選擇通帶波紋LAr=0.043 21 dB的二階切比雪夫型低通模型，可以得到低通原型的值為g1=0.664 8，g2=0.544 5，g3=1.221 0.

圖1所示為本文所提出的J/K變換器的二階帶通濾波器網絡，采用K變換器實現饋源與諧振器之間的連接，則1/4波長線諧振器直接作為輸入端口的饋線，Zr=50 Ω.并且可以由公式提取短路枝節K變換器的大小和耦合線所表征的J變換器的大小[9]，通過電磁仿真軟件HFSS進行模擬仿真，調整平行耦合線的耦合距離S以及調整短路探針的位置，可以仿真得到與計算相等的數據.本文選用FR4介質基板，介電常數εr=4.4,損耗角正切tanδ=0.02，介質板厚度為0.8 mm，其他部分的參數如表1所示.圖2所示為濾波器的基本結構模型.濾波器仿真S參數如圖3所示，由于使用1/4波長諧振器濾波器有更寬的阻帶帶寬，通帶范圍從2.34～2.49 GHz，相對帶寬6%，與最初設定標準基本相近.

圖1 二階帶通濾波器的J/K變換器等效電路圖

圖2 濾波器的結構圖

圖3 濾波器的S參數曲線

表1 濾波器結構的尺寸參數

2 濾波天線的設計

為了將濾波器和天線集成在一起，將上一節所設計的濾波器的末級用一個具有輻射功能的矩形貼片天線代替，設計出具有濾波和輻射功能為一體的濾波天線，并且為了改善濾波天線的選擇性，對濾波器的結構進行了改變.改變后的結構如圖4所示.圖4(a)是天線的側視圖，可以看出濾波天線由2層介質基板和3層金屬層堆疊而成，2層介質均采用厚度為0.8 mm的FR4介質基板.圖4(b)最頂層的金屬層是一個長寬分別為Wp和Lp的矩形輻射貼片，替換了二階帶通濾波器的最后一階諧振器.圖4(c)的中間金屬層是開有兩個縫隙槽的公共接地板，兩個縫隙槽均采用H型結構，較長的縫隙槽實現饋線到矩形貼片的耦合，較短的縫隙槽實現濾波器的諧振器和矩形貼片的耦合，代替了濾波器中平行耦合線間的耦合.值得一提的是與傳統的矩形槽相比，H型縫隙槽具有更多的參數調節兩者之間的耦合[10]，而且H型耦合槽的場分布更加均勻[11].圖4(d)底層的金屬層是由兩段λ/4波長的諧振器組成的饋線和濾波器的第一階諧振器，兩個λ/4波長的諧振器共用同一個短路探針，短路探針連接到中間的公共接地板，探針的位置在兩個H型縫隙槽之間.從源到負載，由于引入了兩條耦合路徑，使得濾波天線增益的帶邊產生了輻射零點，極大地提高了天線的頻率選擇性.設計濾波天線的各部分參數如表2所示.天線的整體尺寸為51.8×25×1.6 mm3.

圖4 濾波天線結構圖

下面分析增益通帶兩端輻射零點產生的原理.由交叉耦合理論可知，對于感性耦合，對傳輸信號相移約-90°；對于容性耦合，對傳輸信號相移約+90°.對于諧振器在諧振點處相移為零，在頻率低端呈現+90°相移，在諧振頻率高端呈現-90°相移.因此，當兩個耦合路徑具有不同相位時，將會導致在傳輸通帶邊緣產生傳輸零點，諧振器的相移特性決定了傳輸零點在通帶的高端或者低端，而交叉耦合的強度決定了距離通帶中心的位置.所以本文所設計的濾波天線的交叉耦合示意圖如圖5(a)所示.圖中1代表饋源，2代表1/4波長諧振器，3代表矩形輻射貼片，短路探針具有感性耦合特性，H型縫隙耦合具有容性耦合特性.明顯地交叉耦合路徑1→3相移為+90°，所以只有在1/4波長諧振器2呈現感性特性時，主傳輸通道1→2→3，相移為-90°-90°+90°=-90°才可以與交叉耦合通道1→3相移相反，即在通帶的高頻端產生傳輸零點.另外由于λ/4波長的線諧振器通過孔連接公共地平面后，由圖5(b)顯示可知其導致輻射貼片上的電流強度降低，而且輻射貼片上的電流上下兩側方向相反，使得在低頻段產生了一個輻射零點.

圖5 濾波天線交叉耦合結構示意圖和2.2 GHz零點電流分布圖

通過調整輻射貼片的Wp和Lp，以及輻射貼片與介質邊緣的距離，使濾波天線在2.4 GHz工作頻率處具有良好的匹配，調整兩個槽的長短以及位置，有效增加天線的帶寬.濾波天線的S11和實際增益如圖6所示，與濾波器的S21參數曲線對比可見增益通帶兩邊各產生了一個輻射零點，分別在2.2 GHz處的-30 dB和2.7 GHz處的-29 dB，有效地提高了天線的選擇性.濾波天線中心頻率工作在2.42 GHz，在反射系數<-10 dB的阻抗帶寬為4.5%，與濾波器的工作帶寬相差不大，很好地實現了濾波器向濾波天線設計的轉變，而且極大地提高了頻率選擇性.

圖6 濾波天線和濾波器相關參數對比

表2 濾波天線結構的尺寸參數

3 參數分析

圖7 給出了較長的H型縫隙中Ls1的變化對濾波天線性能的影響.從圖7 中可以看出Ls1的大小影響著低頻輻射零點的位置，當Ls1增大輻射零點向通帶靠近，使其具有更好的頻率選擇性，但結合圖7 中S11曲線變換趨勢，選取與濾波器回波損耗一樣的15 dB，最終選取Ls1=10.5 mm.圖8 給出了輻射貼片相對于介質邊界的位置對濾波天線性能的影響.從圖8 中可以看出貼片位置Yp的大小影響著高頻輻射零點的位置，當Yp取較大值時，高頻帶邊零點更靠近通帶，使其具有更好的頻率選擇性，同時結合圖8 中S11曲線變換趨勢最終取Yp=11.2 mm.通過參數分析可知通帶兩邊輻射零點是可調的.

圖7 Ls1對反射系數和增益的影響

圖8 Yp對反射系數和增益的影響

4 仿真結果

圖9，圖10 給出了天線的仿真結果，由圖9可以看出濾波天線中心頻率工作在2.42 GHz，在反射系數<-10 dB的阻抗帶寬為4.5%，在2.2 GHz和2.7 GHz處產生了兩個輻射零點，有效地提高了選擇性，通帶實際增益為0 dB左右，增益不高的原因是由于FR4介質基板的損耗角正切過大，利用HFSS進行仿真測試，當頂層FR4改用其他損耗角正切更小的介質基片時，增益可以增大4～6 dB左右.由圖10可知該濾波天線具有低交叉極化的特性且x-z面幾乎呈現全向輻射，x-z面交叉極化低于-28 dB，y-z面交叉極化低于-34 dB.

圖9 天線反射系數和增益曲線

圖10 濾波天線在2.42 GHz輻射方向圖

5 結 論

本文提出了一種工作在WiFi頻段具有高選擇性的濾波天線.通過將二階帶通濾波器的最后一階諧振器利用矩形輻射貼片代替，并增加源到負載新的耦合路徑，使濾波天線增益響應具有準橢圓濾波特性，相比較最初提出的濾波器有更高的頻率選擇性.仿真結果顯示濾波天線中心頻率工作在2.42 GHz,在反射系數<-10 dB的阻抗帶寬為4.5%，帶邊兩個輻射零點分別位于2.2 GHz和2.7 GHz，而且零點位置是可調的.設計的濾波天線同時具有濾波和輻射的特性，很適合用于現代無線通信射頻前端.