燃料電池用移相全橋LLC變換器的設(shè)計(jì)

戴藝凱，譚文華，鞠興龍，萬(wàn)志華，申宏偉，曾廣貴

（北京航天發(fā)射技術(shù)研究所，北京 100076）

0 引 言

氫燃料電池（以下簡(jiǎn)稱(chēng)燃料電池）作為一種高效的氫能轉(zhuǎn)換裝置，是未來(lái)清潔能源發(fā)展的重要趨勢(shì)之一，近些年得到了廣泛關(guān)注與研究。燃料電池輸出特性軟、輸出電壓變化范圍寬，需要在輸出端使用DC-DC進(jìn)行電壓穩(wěn)定和功率控制[1]。當(dāng)燃料電池需要升壓輸出時(shí)，DC-DC常采用Boost變換器[1]。它的電路及控制簡(jiǎn)單，轉(zhuǎn)換效率高。但是，由于Boost拓?fù)涞姆歉綦x特性，DC-DC無(wú)法進(jìn)行模塊化串聯(lián)拓展。因此，近年來(lái)越來(lái)越多的應(yīng)用采用隔離型拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)燃料電池用DC-DC模塊，以便功率及電壓范圍的拓展。LLC拓?fù)渥鳛橐环N高效的隔離型電源拓?fù)洌哂袚p耗小、電磁干擾低的特點(diǎn)，近些年在通信電源、新能源汽車(chē)領(lǐng)域得到了十分廣泛的應(yīng)用[2-4]。但是，LLC拓?fù)湔{(diào)壓能力不足，不適用于燃料電池這種電壓范圍變化較寬的應(yīng)用場(chǎng)合。另一種常見(jiàn)的隔離型拓?fù)錇橐葡嗳珮騕5-6]。它雖然轉(zhuǎn)換效率略低，但具有電壓調(diào)節(jié)范圍寬、控制相對(duì)簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。近些年，研究人員將兩種拓?fù)鋬?yōu)點(diǎn)結(jié)合起來(lái)，形成了移相全橋LLC拓?fù)鋄7-10]，以滿足燃料電池較寬的調(diào)壓需求，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了較高的轉(zhuǎn)換效率，使得這種拓?fù)湓谌剂想姵仡I(lǐng)域逐步獲得應(yīng)用。

1 燃料電池系統(tǒng)設(shè)計(jì)

燃料電池系統(tǒng)，如圖1所示.燃料電池通過(guò)3臺(tái)額定3.3 kW的DC-DC并聯(lián)輸出與鋰電池并聯(lián)。由于燃料電池輸出動(dòng)態(tài)特性緩慢，因此在負(fù)載切變時(shí)，需要鋰電池對(duì)瞬時(shí)功率消峰填谷。該燃料電池系統(tǒng)中燃料電池、DC-DC以及鋰電池的主要參數(shù)見(jiàn)表1。

圖1 燃料電池系統(tǒng)簡(jiǎn)化示意圖

表1 諧振槽器件參數(shù)

2 移相全橋LLC電路原理

圖2為移相全橋LLC的電路拓?fù)洹1～Q4構(gòu)成全橋斬波電路，其中Q1、Q3組成超前臂，Q2、Q4組成滯后臂；Cs、Ls、Lp分別為串聯(lián)諧振電容、串聯(lián)諧振電感、并聯(lián)諧振電感；變壓器T副邊的D1、D2、C5、C6構(gòu)成倍壓整流電路。

與經(jīng)典的LLC拓?fù)湟粯樱?guī)定串聯(lián)諧振頻率fr和并聯(lián)諧振頻率fp如下：

根據(jù)全橋斬波電路控制方式的不同，該電路可能的工作狀態(tài)包括純調(diào)頻、移相+調(diào)頻以及純移相3種模式。例如，在開(kāi)關(guān)頻率fs小于串聯(lián)諧振頻率fr時(shí)，電源工作在純調(diào)頻模式；當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs大于串聯(lián)諧振頻率fr時(shí)，電源工作在移相+調(diào)頻模式；當(dāng)電源開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到最大開(kāi)關(guān)頻率fsmax后，僅工作在移相模式。移相全橋LLC電源的穩(wěn)態(tài)關(guān)鍵波形，如圖3所示。

圖2 移相全橋LLC電路拓?fù)?/p>

圖3 移相全橋LLC電路穩(wěn)態(tài)波形

當(dāng)電源工作在純調(diào)頻控制模式時(shí)，如圖3（a）～圖3（c）所示，移相值Φ為0，電源與普通半橋LLC電源類(lèi)似。當(dāng)電源開(kāi)關(guān)頻率fs小于或等于串聯(lián)諧振頻率fr時(shí)，副邊整流二極管能夠?qū)崿F(xiàn)零電流切換，如圖3（a）和圖3（b）所示；當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs大于串聯(lián)諧振頻率fr時(shí)，整流二極管硬開(kāi)關(guān)，如圖3（c）所示，由此導(dǎo)致的反向恢復(fù)問(wèn)題會(huì)惡化電源效率和電磁兼容性[11]。當(dāng)電源工作在調(diào)頻+移相或者純移相模式時(shí)，雖然開(kāi)關(guān)頻率fs大于串聯(lián)諧振頻率fr，但通過(guò)移相調(diào)節(jié)占空比D后，副邊的整流電路仍然可以工作在零電流開(kāi)關(guān)ZCS狀態(tài)下，如圖3（d）所示，避免了二極管的反向恢復(fù)過(guò)程，也是移相全橋LLC電路相比于普通半橋LLC電路的一大優(yōu)勢(shì)。

3 移相全橋LLC電路模態(tài)分析

目前，對(duì)于LLC電路的模態(tài)分析方法主要有基波分析法[12]（Fundamental Harmonic Approximation）和狀態(tài)空間分析法[13]（State-Space Analysis）。基波分析法的應(yīng)用比較廣泛，將輸入側(cè)的方波和類(lèi)方波電壓直接簡(jiǎn)化為正弦基波電壓，從而簡(jiǎn)化了分析與計(jì)算過(guò)程。這種簡(jiǎn)化對(duì)高占空比、逆變輸入電壓為連續(xù)方波的調(diào)頻LLC電路的預(yù)測(cè)比較精確，但對(duì)于移相LLC電路，由于占空比下降、逆變輸入電壓不再是連續(xù)方波，高次諧波分量比重明顯增加，造成計(jì)算結(jié)果與實(shí)際試驗(yàn)結(jié)果存在較大偏差。狀態(tài)空間分析法是一種可以精確描述系統(tǒng)中電流電壓狀態(tài)的分析法，但是變換矩陣的建立繁瑣，同時(shí)不能直接得到增益曲線。

文獻(xiàn)[14]中針對(duì)調(diào)頻LLC電路提出了一種新的分析法，通過(guò)對(duì)電路的不同工作狀態(tài)建立等效電路方程，并對(duì)半個(gè)周期內(nèi)不同狀態(tài)進(jìn)行排列組合，最后聯(lián)立方程組進(jìn)行數(shù)值求解得到波形參數(shù)，繪制出電流電壓波形和增益曲線。本文將這種方法稱(chēng)為數(shù)值波形分析法（Numerical Waveform Analysis），并將之應(yīng)用在移相全橋LLC的模態(tài)分析中。下文將簡(jiǎn)要介紹數(shù)值波形分析法模態(tài)分析過(guò)程。

首先進(jìn)行變量的標(biāo)幺化，定義基準(zhǔn)值公式見(jiàn)表2。

如今她把一切都告訴顧盼，最后她說(shuō)，你知道了吧，你是警察，我卻是個(gè)賊，你有大好前途，別和我攪在一起了。說(shuō)完就把他推出去，喀一聲鎖了房門(mén)。任他在外面敲了良久，鐵了心不開(kāi)。

表2 標(biāo)幺化公式

另外，將增益M和諧振槽電感系數(shù)m定義為：

圖4為L(zhǎng)LC電路在移相控制模式下正常工作波形示意圖，大致可以分為3種不同的基本狀態(tài)。這里根據(jù)狀態(tài)各自特性分別命名為P狀態(tài)（Positive Clamped Stage）、D狀態(tài)（Dead-Time Stage）和F狀態(tài)（Freewheeling Stage）。

圖4 移相控制LLC電路波形示意圖

（1）P狀態(tài)。圖5為P狀態(tài)的等效原理圖，超前橋臂和滯后橋臂（Q1Q4或Q3Q2）同時(shí)導(dǎo)通，輸入電壓為Vin，Lp兩端電壓被輸出電壓箝位為nVout，使得電流ip線性增加；Cs與Ls形成諧振，使得電流is近似頻率為1的正弦波，此時(shí)is大于ip向副邊提供能量。由基爾霍夫電壓定律可以得到關(guān)于is、ip、vc的系數(shù)待定的方程表達(dá)式：

圖5 P狀態(tài)電路等效原理圖

（2）D狀態(tài)。圖6為D狀態(tài)的等效原理圖，相對(duì)應(yīng)的超前、滯后橋臂不再導(dǎo)通形成回路，輸入側(cè)電壓為零，形成死區(qū)；Lp兩端電壓依然被輸出電壓箝位為nVout，電流ip線性增加；Cs與Ls形成諧振，同P狀態(tài)一樣，電流is大于ip諧振槽向副邊提供能量。同理，可以得到is、ip、vc的方程表達(dá)式為：

圖6 D狀態(tài)電路等效原理圖

（3）F狀態(tài)。圖7為F狀態(tài)的等效原理圖，輸入和輸出不再與諧振槽有能量交互，Cs與Ls、Lp一起諧振，諧振槽處于自由振蕩狀態(tài)。同理，可以得到is、vc、vp的方程式為：

圖7 F狀態(tài)電路等效原理圖

將以上3種狀態(tài)進(jìn)行分段組合，可以得到移相PDF模式方程組為：

對(duì)此方程組使用數(shù)值求解法得到方程組的解，繪制出諧振槽電流電壓曲線，同時(shí)得到變量fn、D、Pout、M之間的關(guān)系，用于分析參數(shù)設(shè)計(jì)、優(yōu)化控制策略。

4 電源關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)

燃料電池電堆在額定輸出功率下的電壓為120 V，鋰電池的額定輸出電壓為540 VDC，由此確定主變壓器T的匝比Np:Ns=1:2.25，對(duì)應(yīng)的最小整數(shù)比為4:9。在額定輸出功率情況下，令電源工作在諧振點(diǎn)fs，以提高轉(zhuǎn)換效率。根據(jù)LLC電路基波分析法（FHA），電源的等效電路如圖8所示。

圖8 LLC電源等效電路

LLC諧振槽的Q值可由式（14）計(jì)算獲得，通常選擇Q值在0.4～0.6，此處選取Q=0.5。

電源在額定點(diǎn)應(yīng)工作在串聯(lián)諧振頻率fs附近，此處選取串聯(lián)諧振頻率fs=130 kHz，可以計(jì)算出Ls=2 μH，Cs=720 nF。為了保證一定的調(diào)壓范圍，一般令Lp=5，Ls=10 μH。

使用數(shù)值波形分析法進(jìn)行參數(shù)分析，表3為主電路設(shè)計(jì)參數(shù)。經(jīng)過(guò)標(biāo)幺化后，可得到m=6，Pout=0.38，調(diào)頻和移相控制狀態(tài)下諧振槽波形如圖9所示，均能滿足ZVS，說(shuō)明設(shè)計(jì)參數(shù)合理。

表3 諧振槽器件參數(shù)

圖9 數(shù)值波形分析法諧振槽波形圖

從表3可以看出，計(jì)算得到的Ls很小，導(dǎo)致實(shí)際生產(chǎn)時(shí)由于繞制手法、氣隙等工藝變化，造成電感量偏差難以控制。為了解決該問(wèn)題，一種做法是將LLC諧振槽放置到二次側(cè)[15]，則有Lsx=10 μH、Lpx=50 μH，如圖10所示。由于電感量變大，匝數(shù)也相對(duì)增大，因而在生產(chǎn)時(shí)的工藝偏差更容易控制。最終實(shí)現(xiàn)的電源電路拓?fù)淙鐖D11所示。

圖10 串、并聯(lián)諧振電感的原副邊等效

圖11 等效的移相全橋LLC電路拓?fù)?/p>

5 控制方法

移相全橋LLC電路的控制方法包括純調(diào)頻、純移相以及調(diào)頻+移相3種形式。已發(fā)表的移相全橋LLC控制方法基本采用“移相不調(diào)頻，調(diào)頻不移相”的方法[7-8]，即當(dāng)頻率調(diào)節(jié)到上限后改由移相進(jìn)行調(diào)節(jié)。這種方法控制相對(duì)簡(jiǎn)單，但是在調(diào)頻和移相控制切換過(guò)程中可能因?yàn)橹C振點(diǎn)偏離等原因在增益控制曲線中出現(xiàn)控制臺(tái)階，如圖12所示，使得系統(tǒng)經(jīng)過(guò)臺(tái)階時(shí)控制速度下降，輸出電壓穩(wěn)定性降低。

圖12 諧振點(diǎn)偏移控制臺(tái)階示意圖

本文在純調(diào)頻和純移相之間增加了移相+調(diào)頻復(fù)合控制過(guò)渡區(qū)，見(jiàn)圖12。在該模式中，相位和頻率同時(shí)被調(diào)節(jié)，使得整流二極管能夠在更寬的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZCS，提高電源效率。

本文基于STM32F205單片機(jī)實(shí)現(xiàn)了電源樣機(jī)。為了實(shí)現(xiàn)圖13（b）中的控制策略，將其中的曲線轉(zhuǎn)換為表格，在實(shí)際控制過(guò)程中進(jìn)行查表計(jì)算，結(jié)果如圖14所示。其中，電壓與電流分別通過(guò)PI計(jì)算出控制量，取其中最小的控制量進(jìn)行查表計(jì)算得出PWM的頻率和移相相位。

通過(guò)數(shù)值波形分析法可以方便獲得控制表，如圖15所示的虛線為額定功率下M-fn關(guān)系曲線，增益曲線M-fn在fn≤1時(shí)為調(diào)頻控制，fn＞1時(shí)為臨界調(diào)頻移相控制，以保證全工作頻率范圍實(shí)現(xiàn)ZVS。實(shí)線為優(yōu)化后的控制曲線，可以看到控制曲線能夠?qū)崿F(xiàn)增益M在設(shè)計(jì)范圍0.54～1.2內(nèi)的變化。

圖13 移相全橋控制算法

圖14 電源控制結(jié)構(gòu)

圖15 增益曲線與控制曲線示意圖

6 試驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析和電路設(shè)計(jì)的正確性，研制了移相全橋LLC電源樣機(jī)并進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試布局如圖16（a）所示，測(cè)試結(jié)果如圖16（b）所示。從圖16（b）中可以看出，電源實(shí)現(xiàn)了移相控制，整流二極管兩端也實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。經(jīng)測(cè)試，電源在滿載3.3 kW時(shí)的效率為94.1%。

圖16 電源工作波形

7 結(jié) 論

為了解決燃料電池輸出特性軟的問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了基于移相全橋LLC拓?fù)涞腄C-DC變換器樣機(jī)。使用數(shù)值波形分析法對(duì)工作模態(tài)進(jìn)行分析，通過(guò)移相+調(diào)頻的復(fù)合控制方法，根據(jù)不同的負(fù)載情況，該變換器能夠工作在純LLC模式和移相全橋LLC模式，且相移的調(diào)節(jié)拓展了電源的電壓調(diào)節(jié)范圍。最后，通過(guò)原理樣機(jī)驗(yàn)證了電源設(shè)計(jì)和控制算法的正確性，并通過(guò)3臺(tái)樣機(jī)并聯(lián)實(shí)現(xiàn)了與燃料電池匹配輸出10kW的電壓調(diào)節(jié)和功率控制功能。