基于功率因數校正的直流電子負載電路的設計

陳棋

摘要：在闡述功率因數校正原理的基礎上，利用Saber仿真軟件建立基于功率因數校正的直流電子負載電路并進行仿真試驗研究。仿真實驗結果表明，功率因數校正控制器UC3854工作于平均電流的電流連續（CCM）的工作方式時，輸入電流可以跟蹤輸入電壓的變化，整體性能較好。功率因數校正控制器UC3854工作于平均電流的電流連續（CCM）的工作方式時，輸入電流可以跟蹤輸入電壓的變化，整體性能較好。

關鍵詞：有源功率因數校正（APFC）;Saber仿真;UC3854

中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2019）06-0177-02

0 引言

傳統的離線式功率變換器會產生高次諧波的非正弦輸入電流，引起輸入端功率因數的下降，對公共電網產生污染，給電力系統的電源線、電力相關設施和配套斷路開關帶來潛在危害。此外，諧波也會對相關的其它電子設備產生影響。由于APFC技術可以將開關電源等電子負載變換成等效的純電阻，對輸入電流進行整形，因此提高了電路功率因數，降低了低頻諧波。

本文在論述功率因數校正原理的基礎上，利用Saber仿真軟件建立基于功率因數校正的直流電子負載電路并進行仿真研究，仿真結果證明達到了相應的技術要求。

1 功率因數校正概述

1.1 功率因數校正原理

功率因數（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值[2]。即：? ? ? ? ? ?（1）

式中：為輸入基波電流的有效值;為輸入電流有效值;為輸入電流失真系數;cosΦ為基波電壓與基波電流之間的相移因數[3]。

因此，功率因數可以定義為輸入電流失真系數（）與相移因數（cosΦ）的乘積。因此，功率因數（PF）是由電流失真系數（）、基波電壓和基波電流相移因數（cosΦ）決定的。cosΦ較低，就表示用電設備的無功功率較大，設備利用率較低，導線、變壓器繞組損耗較大。同時，值較低，就表示輸入電流諧波分量較大，會造成輸入電流波形畸變，對電網造成較大的污染;嚴重時，對三相四線制供電方式，還會造成中性線電位偏移，導致用電電器設備嚴重損壞[3]。

由式（1）可變換為：? （2）

另外：? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? （3）

可得：? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?（4）

則：? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?（5）

1.2 功率因數校正實現方法

由公式可得提高功率因數的兩種方法：

（1）令輸入電壓和輸入電流同相位。此時cosΦ=1，PF=。（2）令輸入電流正弦化。即Irms=I1（意味著諧波為零），有=1即，從而實現了有源功率因數校正。它使得交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形[5]。此時輸入電流波形是正弦波，同相位與輸入電壓，那么整流器輸出端的負載可以等效為純電阻。因此，功率因數校正電路又稱為電阻仿真器。

2 電路設計

2.1 系統電路組成

如圖1所示，利用BOOST型DC/DC變換器作為功率變換電路，由UC3854集成芯片對脈沖寬度調制器（PWM）的占空比進行調節，從而驅動電力電子器件MOSFET。調節占空比，使得輸入電流實時跟蹤輸入電壓，進而提高功率因數。

在圖1中，升壓變換器的輸出經由檢測電阻R2、R3取樣，送入UC3854電壓誤差放大器的負端，其輸出再乘以輸入整流器輸出端的檢測電壓，作為基準電流送入UC3854的電流誤差放大器的正端，電流誤差放大器的負端是電感電流采樣信號;變換后的輸出再與振蕩器輸出的三角波信號進行比較，控制PWM的占空比。因此可以得到輸入電流和輸出電流同相的PWM信號，經門極驅動器直接驅動MOSFET隔離開關管[1，4]。

需要注意的是，UC3854的引腳12和14，用于產生PWM的斜坡信號。因此一定要保障振蕩器的起振，否則將PWM信號不會出現，進而無法控制電力電子器件的通斷，引起校正失敗。

2.2 主電路元器件的選擇

電路輸出功率設定為250W，輸入電壓的范圍為90V～270V，工作頻率范圍為47～65Hz，輸出直流電壓為400VDC，MOSFET的開關頻率為100kHz。

2.2.1 主回路電感L的選擇

假定電路具有理想效率，輸入功率和輸出功率相等，可以得到最大網側輸入電流峰值：iPK===3.93A。

電流紋波采用電流峰值的20，那么：△IP-P=3.93×0.2=0.786A

占空比為：D===0.68

主回路電感可得：

L===1.1mH

2.2.2 輸出電容器的選擇

按照一般經驗，每瓦約需要1～2μF的電容，再考慮對電路的維持時間，實際電容量可按下式來計算：C0=? ? ? （6）

其中Vo1為最小輸出電壓，如果維持時間以30ms計，最小輸出電壓取350V，則，C0==400μF。

2.2.3 電流傳感電阻Rs的選擇

電流傳感電阻兩端的電壓Vrs的典型值是1.0V，因此Rs由下列公式得到：IPK（max）=IPK+=3.93+0.45=4.38A

那么，有Rs===0.23Ω，實取0.25Ω。

則Vrs=4.38×0.25=1.1V

2.2.4 峰值限流電阻Rpk1和Rpk2的選取

電阻的選擇應考慮峰值電流的過載值，若選取過載電流為0.6A，則過載峰值電流為4.38+0.6=4.98A，此時，過載傳感電壓為：

Vrs（ovld）=Ipk（ovld）×Rs=4.98×0.25=1.25V

Rpk1在實際應用中多選取10KΩ的電阻。則有：

Rpk2===1.67KΩ實際中一般取1.8KΩ。

3 仿真及波形分析

利用仿真軟件Saber建立系統模型。最大輸出功率P0（max）=250W，輸入電壓范圍為90～270VAC，電網工頻范圍為47～65HZ，輸出電壓=400VDC，濾波電感=1.1mH，濾波電容=450μF。

由于電路使用了平均電流控制法，輸入電流能實時跟蹤輸入電壓的變化，屬于恒頻控制，工作在電感電流連續狀態;且2次諧波已經很小，輸入電流波形失真小。

采用調壓整流時的電壓電流如圖2（a）所示。采用APFC校正時的輸入電壓電流如圖2（b）所示。圖2（a）沒有使用APFC校正，輸入電壓電流有一定的相角差，輸入功率因數較低;而圖2（b）采用APFC校正后，輸入電壓電流相位基本一致，輸入功率因數接近于1，THD也很小。

4 結語

利用UC3854控制BOOST變換器，對主電路及控制電路進行了設計、分析與計算。仿真結果表明達到了電路設計目標的要求。結論對其它直流電子負載的PFC電路有一定的參考價值。功率因數校正控制器UC3854工作于平均電流的電流連續（CCM）的工作方式時，輸入電流可以跟蹤輸入電壓的變化，整體性能較好。

參考文獻

[1] 啟發.UC3854工作原理與應用[J].通信電源技術，2001（2）：43-45.

[2] 路秋生.有源功率因數校正及應用[J].核工業自動化，2001（2）：31-35.

[3] 路秋生，萬忠.有源功率因數補償（APFC）[J].電源技術，2002（2）：43-49.

[4] 張宇，陸鳴.功率因數校正控制器UC38 54的建模與應用[J].電源技術應用，2000，3（6）：51-54.

[5] 李栩.數字升壓型功率因數校正轉換器的分析與設計[J].電子產品世界，2015（08）：46-49+64.

Design of DC Electronic Load Circuit based on Power Factor Correction

CHEN QI

（NARI Technology Co.，Ltd.Nanjing? Jiangsu? 211106）

Abstract：On the basis of the principle of PFC（ Power-factor-correction） ， the DC electronic load circuit based on PFC is founded using simulation software of Saber， and the research of simulation experiment. The results of simulation experiment prove that the input current can track the change of input voltage and the capability is optimal， when UC3854 is worked in the CCM mode of average current.When the power factor correction controller UC3854 operates in the continuous current （CCM） mode of the average current， the input current can track the change of the input voltage， and the overall performance is better.

Key words：Power-factor-correction; Saber simulation; UC3854