超低相噪光電振蕩器及其頻率綜合技術(shù)研究

劉世鋒 徐曉瑞 張方正 劉 鵬 康曉晨 楊華山 潘時龍

(南京航空航天大學雷達成像與微波光子技術(shù)教育部重點實驗室 南京 210016)

1 引言

作為現(xiàn)代通信、探測和測試系統(tǒng)中的核心部件，頻率綜合器能夠在一定帶寬范圍內(nèi)靈活輸出高精度、高穩(wěn)定的頻率信號，廣泛應(yīng)用于無線通信、雷達探測、測試與計量、衛(wèi)星等領(lǐng)域[1–4]。隨著技術(shù)的發(fā)展，高頻率、大帶寬、低相噪及低雜散成為新一代高性能頻率綜合系統(tǒng)的必然演進方向。傳統(tǒng)基于微波技術(shù)的頻率綜合技術(shù)采用低頻晶體振蕩器作為參考源，通過倍頻鎖相的方式產(chǎn)生高頻信號，但是所產(chǎn)生的高頻信號的相位噪聲在倍頻鎖相過程中被快速惡化(20lgN,N為倍頻因子)，難以進一步提升。

相比之下，光子技術(shù)具有低噪聲、低損耗和大帶寬等關(guān)鍵優(yōu)勢，因此通過光子技術(shù)實現(xiàn)頻率綜合已獲得人們的廣泛重視[5–9]。光域?qū)崿F(xiàn)微波頻率綜合技術(shù)主要包括雙光頻梳鎖定技術(shù)[5]，飛秒鎖模激光器鎖相技術(shù)[6]，半導(dǎo)體激光器注入鎖定技術(shù)[7]和基于光電振蕩器(Opto-Electronic Oscillator, OEO)的鎖相技術(shù)[8,9]等。雙光頻梳鎖定技術(shù)和飛秒鎖模激光器鎖相技術(shù)本質(zhì)上都需要選出兩個光波長進行拍頻，將拍頻產(chǎn)生的微波信號作為頻率綜合器的參考信號。這兩種技術(shù)都能產(chǎn)生高穩(wěn)定的參考信號，但為了保證選出的兩個波長的頻率穩(wěn)定性，需要對光頻梳對或者鎖模激光器進行復(fù)雜的控制，很難具有實用性。而基于半導(dǎo)體激光器的注入鎖定技術(shù)[7]能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶頻綜信號產(chǎn)生，但是由于主光波長和從光波長之間無法嚴格相位鎖定，因此產(chǎn)生的頻綜信號相位噪聲性能較差。與前3種技術(shù)不同，基于OEO的頻率綜合技術(shù)采用OEO輸出的高頻、低相位噪聲的微波頻率作為參考信號，利用鎖相環(huán)技術(shù)將頻率綜合器的輸出信號和光電振蕩頻率進行相位鎖定，進而實現(xiàn)寬帶高性能的頻率綜合信號產(chǎn)生。基于該機理，Peng等人[8]利用鎖相OEO實現(xiàn)了高頻率分辨率的X波段頻率綜合器，輸出頻率范圍覆蓋8～10 GHz。該技術(shù)避免了傳統(tǒng)倍頻鎖相技術(shù)引入的相噪惡化，但其OEO輸出頻率的相位噪聲僅為–100 dBc/Hz@10 kHz，極大地限制了頻率綜合器性能的提升。此外，Beltchicov等人[9]基于振蕩頻率為10.2 GHz的OEO及鎖相技術(shù)也實現(xiàn)了9～18 GHz的頻率綜合器。該系統(tǒng)通過頻率合成輸出的10 GHz信號相位噪聲約為–120 dBc/Hz@1 kHz以及–140 dBc/Hz@10 kHz，具有很好的相噪性能。值得注意的是，該方案中采用的OEO相位噪聲約為–122 dBc/Hz@1 kHz和–151 dBc/Hz@10 kHz，從根本上保證了頻率綜合器輸出信號的頻譜純度及噪聲性能。綜上所述，基于超低相位噪聲OEO的頻率綜合技術(shù)為實現(xiàn)高性能先進頻率綜合系統(tǒng)提供了有效新思路。

本文提出了一種基于級聯(lián)相位調(diào)制器(Phase Modulator，PM)的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統(tǒng)。與傳統(tǒng)的OEO[10–12]相比，本文利用相位調(diào)制技術(shù)展寬光譜并保持光功率恒定，降低振蕩環(huán)路中光纖引入的受激布里淵散射[13]、自相位調(diào)制[14]以及四波混頻[15]等非線性影響。采用注入信號和光電振蕩信號分別獨立調(diào)制的方式，隔離注入信號對振蕩環(huán)路微波器件的反向干擾，從而消除微波鏈路中反射干擾對振蕩信號的影響。雙輸出馬赫曾德爾干涉器(Mach-Zehnder Interferometer，MZI)實現(xiàn)相位調(diào)制到強度調(diào)制的轉(zhuǎn)化，之后通過平衡探測的方式消除系統(tǒng)共模強度噪聲，大幅提升系統(tǒng)信噪比。此外，本文基于所提出的OEO，聯(lián)合直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital frequency Synthesis, DDS)與鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop, PLL)的混合鎖相技術(shù)，實現(xiàn)了寬帶、高性能頻率綜合信號的產(chǎn)生。本文中，首先提出并分析基于級聯(lián)相位調(diào)制器的注入鎖定OEO的結(jié)構(gòu)、機理及其性能，然后提出基于上述OEO的頻率綜合系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與原理，最后搭建基于級聯(lián)相位調(diào)制器的注入鎖定OEO的頻率綜合實驗系統(tǒng)，并對其產(chǎn)生信號的性能開展研究與分析，證實所提OEO及其頻綜系統(tǒng)的可行性與技術(shù)優(yōu)勢。

2 基于級聯(lián)PM的注入鎖定光電振蕩器

圖1 基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Configuration of the injection-locked OEO based on the cascaded phase modulators

圖1所示為基于級聯(lián)相位調(diào)制器的注入鎖定OEO結(jié)構(gòu)示意圖，主要由光源，相位調(diào)制器(PM1,PM2)，光纖，雙輸出MZI，平衡探測器(Balanced PhotoDetector, BPD)，放大器，窄帶帶通濾波器(BandPass Filter, BPF)，壓控移相器(Voltage-Controlled Phase Shifter, VCPS)，注入源以及鎖相環(huán)等各部分組成。PM1將注入源輸出的信號相位調(diào)制到光源輸出的光載波上，輸出的相位調(diào)制光信號在級聯(lián)的PM2中相位調(diào)制上光電振蕩信號，并輸出級聯(lián)相位調(diào)制后的光信號。PM2輸出的光信號經(jīng)過長光纖延時后，在雙輸出MZI中實現(xiàn)相位調(diào)制到強度調(diào)制的轉(zhuǎn)化，輸出兩路差分的強度調(diào)制光信號，并在BPD中進行平衡探測，實現(xiàn)光信號到電信號的轉(zhuǎn)化。平衡探測后的微波信號經(jīng)過放大器、帶通濾波器及壓控移相器后連接至PM2的射頻端口形成振蕩環(huán)路。若注入源信號關(guān)閉，當反饋環(huán)路滿足自由振蕩條件后[16]，OEO將輸出頻率為帶通濾波器中心頻率附近的振蕩信號，但是自由振蕩的OEO輸出頻率不固定，且邊模抑制較差。

為了使OEO輸出固定頻率且具有高雜散抑制比，本文將注入源信號打開，調(diào)制到PM1上，并通過PM2、光纖、雙輸出MZI和BPD進入至光電振蕩環(huán)路，且注入信號頻率與帶通濾波器的中心頻率保持一致。得益于注入信號的牽引與對其它振蕩模式的抑制作用，OEO將在注入信號頻率處形成振蕩，并在帶通濾波器輸出端口輸出高雜散抑制比的振蕩信號[10]。此外，為了提高環(huán)路信號的信噪比以及降低振蕩信號的相位噪聲，光源輸出功率需要盡可能提高。但是基于傳統(tǒng)強度調(diào)制的OEO方案，隨著光源功率提高，進入到光纖中的強度調(diào)制光信號功率也將提升，容易激發(fā)光纖中的各類非線性效應(yīng)[14,17]，比如受激布里淵散射、自相位調(diào)制及四波混頻等。本文在進入長光纖前采用相位調(diào)制方式，將光載波的能量分散到各個調(diào)制邊帶上，降低了光纖中受激布里淵散射的影響[17]。同時相位調(diào)制不影響輸出光信號強度，保持光能量在光纖傳播中不隨時間變化，從而降低光纖克爾非線性引入的噪聲影響。此外，為了提升OEO的頻率穩(wěn)定性，本文將OEO輸出頻率相位鎖定到注入源信號上，即采用PLL技術(shù)將OEO的輸出頻率與注入源信號鑒相并將獲得的誤差信號控制VCPS的相位變化，從而反饋控制光電振蕩環(huán)路的相位，最終實現(xiàn)OEO輸出頻率的穩(wěn)定。值得注意的是，本文引入的雙輸出MZI級聯(lián)平衡探測器的方法擁有兩倍于基于傳統(tǒng)強度調(diào)制OEO的光功率，光電轉(zhuǎn)化后產(chǎn)生的微波功率提升6 dB[18]，可大幅提升振蕩信號的信噪比。接下來對其進行理論分析，令通過PM1, PM2以及光纖后，輸入MZI的光場為

其中，E0為進入MZI的光場幅度，為光載波角頻率，θ(t)為經(jīng)過PM1和PM2后相位調(diào)制總和，τ0為光纖引入的時延。假設(shè)雙輸出MZI的兩臂之間引入的時延差為τd,φd為MZI中兩臂引入的相位差，那么MZI兩臂輸出光場E1(t),E2(t)分別為(忽略MZI本征長度)

雙輸出MZI的兩路輸出光信號分別注入到BPD中，通過BPD轉(zhuǎn)化成電信號，并輸出差分后的光電流i(t)，可表示為

其中，?為BPD中單個探測器的響應(yīng)度。由于光電振蕩器輸出的信號為單頻信號，所以可以令θ(t)=βcos(ω0t)，其中ω0為振蕩信號的角頻率，β為小信號調(diào)制系數(shù)。調(diào)節(jié)MZI的延時使得ω0τd=(2n-1)，其中n為整數(shù)，同時調(diào)節(jié)MZI的相對相位差使得ωcτd+φd=/2，最終由式(3)可得(忽略高階分量)

由式(2)、式(3)、式(4)式可得，BPD輸出的信號比單路PD輸出微波信號功率提升了4倍，從而大幅度提升了系統(tǒng)的信噪比。

根據(jù)圖1的原理結(jié)構(gòu)，搭建了基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO，輸出信號頻率為9.9999914 GHz，其結(jié)果如圖2所示。圖2(a)為OEO輸出信號在頻率范圍為1 MHz、RBW為1 kHz的頻譜圖。由圖2(a)可知，OEO輸出信號雜散抑制比大于85 dB，表明該系統(tǒng)具有很低的雜散分量。這些雜散分量主要來自于光電振蕩環(huán)路中殘余的競爭模式。接下來對本文所提的OEO輸出頻率的相位噪聲進行分析，如圖2(b)中藍色曲線所示，系統(tǒng)產(chǎn)生的光電振蕩信號在1 kHz頻偏處的相位噪聲為–127.2 dBc/Hz, 10 kHz頻偏處的相位噪聲為–153.1 dBc/Hz，振蕩模式模式間隔為46 kHz左右。作為對比，紅色曲線為商用基于微波技術(shù)實現(xiàn)的高性能微波源(E8257D, Keysight)在同頻點處的相位噪聲曲線，其相位噪聲為–105 dBc/Hz@1 kHz以及–114.4 dBc/Hz@10 kHz。對比分析可知，本文所提出的基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO在1 kHz和10 kHz頻偏處的相位噪聲比E8257D分別低22.2 dB和38.7 dB，表明本系統(tǒng)實現(xiàn)了超低相位噪聲信號的產(chǎn)生。

為了分析光纖非線性效應(yīng)對OEO相位噪聲的影響，本文在相位調(diào)制器為小信號調(diào)制狀態(tài)且輸出光功率為15.5 dBm情況下，依次在環(huán)路光纖前端和后端增加光衰減器，測試不同光衰減量下的相位噪聲情況。如圖3所示，藍色曲線和紅色曲線分別為在環(huán)路光纖的前端和后端增加光衰減器、對應(yīng)OEO在10 kHz頻偏處的相位噪聲隨光衰減量的變化情況。對比兩條曲線可知，當光衰減量從0～5 dB變化時，紅色曲線對應(yīng)的相噪變化較小，而藍色曲線對應(yīng)的相位噪聲值比紅色曲線有了極大的提升，且逐步接近–150 dBc/Hz。表明高功率的調(diào)制光信號激發(fā)了光纖中的非線性效應(yīng)，嚴重地惡化了OEO的相位噪聲。通過在光纖前端增加光衰減，降低進入光纖的光功率，可達到降低光纖非線性效應(yīng)影響、提升OEO性能的效果。當光衰減量從5.0～8.8 dB變化時，藍色曲線對應(yīng)的OEO逐漸從最優(yōu)的相位噪聲惡化至–130 dBc/Hz左右，惡化的主要來源為環(huán)路衰減引起的信噪比損失。而紅色曲線對應(yīng)的相位噪聲仍然比藍色曲線高近20 dB，表明光纖非線性效應(yīng)對相位噪聲的影響在紅色曲線中仍然表現(xiàn)顯著。所以，為了實現(xiàn)最優(yōu)化的相位噪聲性能，需要提高系統(tǒng)信噪比同時盡可能降低光纖中非線性效應(yīng)的影響。

圖3 光纖非線性效應(yīng)對OEO相位噪聲影響Fig.3 Influence of the nonlinear effects in the optical fiber on the phase noise of the OEO

3 基于超低相噪OEO的頻率綜合系統(tǒng)

目前，實現(xiàn)頻率綜合器的主要方式包括直接模擬頻率合成、DDS、混頻法頻率合成以及鎖相環(huán)頻率合成等幾種途徑[19]。結(jié)合第2節(jié)所提出的基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO，本文利用DDS與鎖相環(huán)技術(shù)實現(xiàn)寬帶、高性能頻率綜合系統(tǒng)，輸出頻率為5.9～12.9 GHz，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 基于超低相噪OEO的頻率綜合器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Configuration of the frequency synthesizer based on the ultra-low phase noise OEO

基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO為本文所提出頻率綜合系統(tǒng)提供高性能參考信號。如圖4所示，OEO輸出的9.9999914 GHz信號通過功分器分為A,B, C 3路，其中A路輸出信號與壓控振蕩器(Voltage-Controlled Oscillator, VCO)在混頻器1中混頻產(chǎn)生0.1～1.1 GHz的中頻信號。B路輸出信號經(jīng)過10分頻器分頻后，產(chǎn)生多個次諧波分頻分量，其中1 GHz, 2 GHz, 3 GHz的分頻分量分別由對應(yīng)的帶通濾波器選出。頻率為3 GHz的分頻分量被選出用作DDS的外部參考時鐘。DDS的輸出頻率通過編程控制，可實現(xiàn)0.2～1.2 GHz的頻率輸出。DDS輸出信號與來自混頻器1中的中頻信號再次混頻，輸出頻率為100 MHz的中頻信號，并與C路的光電振蕩頻率100次分頻后的信號一起輸入至鑒相鑒頻器中(Phase-Frequency Detector, PFD)。PFD輸出的誤差信號經(jīng)由帶寬為1 MHz的環(huán)路濾波器(Loop Filter, LF)提取，并反饋至VCO，進行頻率穩(wěn)定控制，從而實現(xiàn)VCO到OEO的相位鎖定。當鎖相環(huán)路穩(wěn)定后，VCO可輸出頻率為8.9～9.9 GHz的信號。然后，通過將VCO輸出信號與OEO的10分頻信號中1 GHz, 2 GHz或3 GHz的分頻分量在混頻器3處混頻，實現(xiàn)頻率為5.9～12.9 GHz的頻率輸出。

此外，為了實現(xiàn)寬頻譜范圍內(nèi)頻率的快速切換，系統(tǒng)引入射頻開關(guān)(SW1, SW2, SW3及SW4)，并通過FPGA對其快速控制。由于頻綜系統(tǒng)中引入了多個混頻器，混頻器輸出的交調(diào)分量將會惡化系統(tǒng)的雜散抑制度，因此在信號輸出端引入帶寬為500 MHz的帶通濾波器組(BPF Group)對雜散信號進行濾除，抑制殘余的雜散分量。本系統(tǒng)通過引入高頻、超低相位噪聲參考源，可實現(xiàn)頻率綜合器鎖相環(huán)路中分頻系數(shù)的大幅降低，避免相位噪聲的倍頻惡化，從而保證了系統(tǒng)信號的高性能輸出。

4 實驗及結(jié)果分析

基于圖4所示結(jié)構(gòu)圖，搭建了基于超低相位噪聲OEO的頻率綜合器系統(tǒng)，其中OEO采用基于級聯(lián)PM的注入鎖定技術(shù)，輸出頻率與注入源頻率同頻(9.9999914 GHz)。OEO中激光器(Emcore 1782)輸出波長為1550.2 nm，輸出光功率為20 dBm。環(huán)路中光纖為單模光纖，類型為G652D，模場直徑為9.3 μm。光纖長度約為4.4 km且注入至光纖中的光功率約為 13 dBm。為保證注入信號不對光電振蕩器相位噪聲造成影響，注入功率低于–15 dBm，對應(yīng)信號的相位噪聲為–118 dBc/Hz @1 kHz以及–122 dBc/Hz @10 kHz。此外，該頻率綜合系統(tǒng)主要還包括VCO(Hittite-HMC511), DDS(ADIAD9914), PFD(Hittile-HMC439)，分頻器，混頻器，低噪聲放大器，帶通濾波器，功分器和射頻開關(guān)等。實驗過程中，采用相噪分析儀(FSWP-50,R&S)對頻率綜合信號的頻譜和相位噪聲進行分析，使用實時示波器(Keysight DSOX93304，采樣率80 GSa/s)對跳頻信號進行采樣與分析。

為了驗證以基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO為參考源，鎖相后VCO的輸出信號性能，調(diào)節(jié)DDS參數(shù)，使其輸出599.9914 MHz信號用于VCO的鑒相鑒頻，從而使VCO輸出9.4 GHz的微波信號，其頻譜圖如圖5(a)所示。由圖5(a)可知，VCO成功產(chǎn)生了頻率為9.4 GHz的微波信號，且雜散抑制比在10.0 MHz的頻率范圍內(nèi)達到74.3 dB。需要注意的是，在9.4 GHz頻率兩側(cè)頻偏大約1 MHz處有兩個較高的噪聲包絡(luò)，該噪聲包絡(luò)主要由帶寬為1 MHz的鎖相環(huán)引入。此外，本文還對VCO輸出9.4 GHz信號的相位噪聲進行了分析，圖5(b)給出了鎖相前VCO輸出相噪曲線(黑線)，鎖相后VCO輸出相噪曲線(紅線)以及OEO信號的相噪曲線(藍線)。由圖可知，鎖相后輸出信號的相位噪聲在1 kHz和10 kHz頻偏處分別為–115.3 dBc/Hz和–130.7 dBc/Hz，比鎖定前信號的相位噪聲分別低65.2 dB和47.3 dB，表明VCO輸出信號鎖相至OEO后相位噪聲比鎖相前有了極大的提升。值得注意的是，鎖相后VCO信號的相位噪聲相對于OEO相噪仍然有較大的差距，在1 kHz和10 kHz頻偏處比OEO的相位噪聲分別高11.9 dB和22.4 dB，其主要原因在于VCO本征噪聲、DDS本征噪聲和鎖相環(huán)帶內(nèi)噪聲的總噪底比OEO的噪底要高。為進一步降低VCO輸出信號的相位噪聲，可通過引入更低本征噪聲的VCO和DDS，并優(yōu)化鎖相環(huán)的有源噪聲。

圖5 VCO輸出頻率為9.4 GHz信號的結(jié)果圖Fig.5 Output results of the 9.4 GHz signal generated by the VCO

改變DDS輸出頻率，VCO輸出頻率也會隨之變化。圖6為VCO輸出信號頻率為8.9～9.9 GHz、步進為0.1 GHz的相位噪聲和雜散抑制情況。由圖6(a)可知，VCO輸出各頻點在10 kHz頻偏處的相位噪聲值為–130 dBc/Hz左右，表明VCO鎖相至超低相噪OEO后實現(xiàn)了寬帶、低相噪信號的產(chǎn)生。圖6(b)為VCO輸出各頻點的雜散抑制情況，從圖中可知，各頻點雜散抑制比都大于70 dB，說明該系統(tǒng)具有高頻譜純度。

由于VCO輸出的頻率范圍有限，為進一步拓展頻率綜合系統(tǒng)的輸出頻率范圍，將VCO的輸出信號與OEO的10分頻后的次諧波分量(分別為1 GHz,2 GHz, 3 GHz)進行混頻，從而實現(xiàn)了5.9～12.9 GHz的頻率合成，其結(jié)果如圖7所示。圖7(a)為本文所提出頻率綜合系統(tǒng)輸出頻率為5.9～12.9 GHz、步進為1 GHz情況下的相位噪聲曲線。由圖7(a)可知，頻率綜合系統(tǒng)輸出信號的相位噪聲在5.9～12.9 GHz范圍內(nèi)具有高一致性，且在近頻偏處相對于VCO有極大提升。圖7(b)分析了該頻率綜合系統(tǒng)的在不同頻率下、10 kHz頻偏處的相位噪聲值和雜散抑制情況。由圖可得，其10 kHz頻偏處相位噪聲在5.9～12.9 GHz范圍內(nèi)均低于–125 dBc/Hz，最低能到–135 dBc/Hz，表明該系統(tǒng)在更大工作頻率范圍下仍然能保持低相位噪聲的信號輸出。值得注意的是，輸出信號的雜散抑制比隨頻率在65～70 dB范圍內(nèi)變化，比圖6(b)惡化了5 dB左右，主要原因在于混頻器是非線性器件，混頻后的信號中包含眾多交調(diào)分量，惡化了系統(tǒng)雜散性能。此外，還對頻率綜合系統(tǒng)的跳頻時間進行了分析，如圖7(c)所示，從9.04 GHz到9.02 GHz的跳頻時間低于1.48 μs，表明該系統(tǒng)具有快速跳頻性能。

圖7 頻率合成輸出為5.9～12.9 GHz的情況Fig.7 Frequency synthesyzing performance within 5.9～12.9 GHz

5 結(jié)束語

本文提出一種基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統(tǒng)。該OEO利用相位調(diào)制輸出光信號具有光譜寬、功率恒定的特點，降低了光纖中的非線性效應(yīng)引入的強度噪聲。還利用雙輸出MZI級聯(lián)BPD的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)相位調(diào)制到強度調(diào)制的轉(zhuǎn)化并有效提高了系統(tǒng)的信噪比。為了降低光電振蕩信號的邊模抑制比，采用在PM1中注入信號的方式，實現(xiàn)了注入鎖定OEO，其輸出頻率為9.9999914 GHz，其相位噪聲分別為–127.2 dBc/Hz@1 kHz和–153.1 dBc/Hz@10 kHz，比Keysight E8257D在相同頻點、相同頻偏處分別低22.2 dB和38.7 dB，具有超低相位噪聲性能。此外，本文還基于所提出的超低相位噪聲OEO構(gòu)建了一個寬帶頻率綜合系統(tǒng)。該頻率綜合系統(tǒng)采用DDS和PLL混合技術(shù)，實現(xiàn)了VCO鎖相至OEO中，并輸出8.9～9.9 GHz信號，且相位噪聲保持在–130 dBc/Hz@10 kHz附近，雜散抑制比優(yōu)于70 dB。最后，本文通過引入電混頻器、帶通濾波器組及射頻開關(guān)，將頻率綜合系統(tǒng)的工作頻率進行了拓展，實現(xiàn)了5.9～12.9 GHz的頻率輸出，對應(yīng)的10 kHz頻偏處相位噪聲仍然為–130 dBc/Hz附近，跳頻時間小于1.48 μs，且雜散抑制比優(yōu)于65 dB。值得注意的是，通過改善或者引入更高性能VCO、DDS和鎖相環(huán)，可進一步提升該頻率綜合系統(tǒng)的相位噪聲性能。綜上所述，本文所提出的基于級聯(lián)PM的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統(tǒng)具有寬帶、超低相位噪聲、低跳頻時間等特性，可應(yīng)用于現(xiàn)代衛(wèi)星通信、電子戰(zhàn)系統(tǒng)、雷達探測以及高端儀器儀表等領(lǐng)域。