雙管正激雙路輸出開關變換器控制

楊琦，楊進

（廣州鐵路職業技術學院電氣工程學院，廣州510430）

0 引言

雙管正激開關變換器克服了單管正激開關變換器中開關管電壓應力高的缺點，而且不需要采用特殊的復位電路就可以保證變壓器的可靠磁復位，具有很高的可靠性[1]。與半橋開關變換器和全橋開關變換器相比，其在結構上有抗橋臂直通的優點[2]。因此雙管正激變換器被廣泛應用于船舶供電系統、通信電源等中、大功率場合[3-4]。20 世紀70 年代以來，多輸出開關變換器被廣泛應用于工業、商業及軍事設備的電子系統中。研究結果表明，在需要電池供電的便攜式設備中，采用多路電源供電可進一步降低設備的能耗[5]。結合雙管正激開關變換器和多路輸出開關變換器的優點，本文將對雙管正激雙路輸出開關變換器進行研究。

傳統的多路輸出技術主要是把幾個不同的DCDC 變換器組裝起來，或是采用具有耦合電感和磁放大器的二次穩壓DC-DC 變換器，或是采用變壓器副邊多繞組，該類變換器不僅磁性元件多、電路復雜、體積大、成本高，而且還存在嚴重的交叉影響[6]。與傳統的多輸出變換器相比，采用分時復用[7]一個次級繞組的雙管正激雙路輸出開關變換器有效地減少了電路的體積和重量，節省了電路制作的成本。本文主要通過對雙管正激雙路輸出開關變換器的電路拓撲進行分析并進行小信號建模，繼而對其采用分時復用PI 控制兩路輸出穩壓。最后在電力電子專業仿真軟件PSIM 中搭建了一臺輸入為DC48V，輸出為DC12V 和DC5V 的雙管正激雙路輸出開關變換器電路，對該變換器的兩路精確控制以及兩路間無交叉影響進行了驗證。

1 分時復用技術

分時復用技術將通過圖1 和圖2 來分析說明。由圖1 的電路框圖可知，采樣各支路的輸出電壓后，經過分時復用技術控制產生一系列具有一定時序的PWM波來同步控制變壓器副邊各輸出支路開關管與變壓器原邊開關管的開通與關斷。通過同步改變原邊開關與副邊各輸出支路開關的PWM 波的占空比可以精確調節每一條輸出支路的輸出電壓。圖2 為分時復用產生的PWM 波形圖。假設驅動原邊開關管的PWM 波的周期為nTs，那么驅動副邊每一條輸出支路開關管的PWM 波周期為Ts。分時復用技術能夠在一個為nTs的周期內調節所有輸出支路。由于每一條輸出支路的同步調節都是在不同的副邊開關周期內進行，也就不存在調節時間上的重疊，因此沒有交叉影響的問題存在。

圖1 多路輸出開關變換器的分時復用控制電路框圖

圖2 多路輸出開關變換器原邊開關和副邊開關的PWM波形

2 工作原理及建模

雙管正激雙路輸出開關變換器的電路原理圖如圖3 所示。從圖中可知兩條輸出支路共用一個次級繞組，且在每個輸出支路上均增加了一個開關管。

圖3 雙管正激雙路輸出開關變換器電路原理圖

2.1 工作原理分析

圖4 為工作在電感電流連續導電模式（Continuous Conduction Mode，CCM）下的雙管正激雙路輸出開關變換器在運用分時復用技術控制時的主要波形圖。從圖中可知，副邊兩個開關管SS1、SS2工作在互補的相位。為了保證兩條輸出支路不相互影響，需要使占空比D1和D2均小于0.5。由于兩條輸出支路不存在交叉影響，且兩條輸出支路的電路結構與控制方法完全一致，因此可以把兩條輸出支路完全等同分析。在一個2Ts的周期內，每一條支路均有兩種工作模態。

模態一：D1Ts（或D2Ts）期間，原邊開關管SP1、SP2與副邊開關管SS1（或SS2）導通，副邊開關管SS2（或SS1）斷開。此時，電源通過變壓器給支路電感充電，輸出支路的電感電流線性上升。

模態二：（2-D1）Ts（或（2-D2）Ts）期間，原邊開關管SP1、SP2與副邊開關管SS1、SS2均斷開。此時，輸出支路的電感電流通過二極管和負載放電，輸出支路的電感電流線性下降。

由式（1）和式（2）聯立可得雙管正激雙路輸出開關變換器的每一條輸出支路的電壓傳輸比為：

圖4 雙管正激雙路輸出開關變換器電路原理圖

2.2 狀態空間平均等效模型

由于兩條輸出支路可以完全等同分析，因此只需分析一路輸出的平均狀態空間等效模型。根據兩種工作模態可以建立CCM 下的雙管正激雙路輸出開關變換器的小信號模型，以輸出支路一為例。

工作狀態1：D1Ts期間，電路圖如圖5 所示，以電感電流iL1（t）和電容電壓vC1（t）為狀態變量，以輸入電流ig（t）和輸出電壓vo1（t）為輸出變量，分別列寫狀態方程和輸出方程。

圖5 模態1等效電路圖

工作狀態2：（2-D1）Ts時期，電路圖如圖6 所示，此時對于電感L1和電容C1，可分別列寫如下方程式。

圖6 模態2等效電路圖

由式（4）和式（5）聯立求解并進行拉氏變換可得雙管正激雙路輸出開關變換器輸出支路一的控制-輸出傳遞函數為：

同理可得輸出支路二的控制-輸出傳遞函數為：

由式（6）和式（7）可知，CCM 下的雙管正激雙路輸出開關變換器的兩條輸出支路的控制-輸出傳遞函數均為雙重極點型傳遞函數，因此該變換器兩條輸出支路均可以采用PI 控制。

3 電路仿真分析

為了驗證該變換器理論分析的正確性，在電力電子專業仿真軟件PSIM 中進行仿真驗證，仿真電路如圖7 所示，仿真參數如圖中所標示。

3.1 分時復用PI控制

圖8 所示為該變換器采用的分時復用PI 控制原理圖，其控制原理為分別采樣輸出支路一和輸出支路二的輸出電壓vo1、vo2，經過PI 誤差放大器調節，限制誤差放大幅值后，分別與比較器的三角載波進行比較產生兩路PWM 波k1和k2。與此同時，k1和k2通過D 觸發器進行二分頻，并和k1、k2分別相與，實現兩輸出支路分別在兩個互補周期內進行控制兩路輸出而不相互影響。最后，由副邊開關管PWM 波VGs1、VGs2相或輸出PWM 波給原邊開關SP1、SP2來選擇輸入的是輸出支路一的PWM 波還是輸出支路二的PWM 波，其仿真時序圖為圖9。

圖7 雙管正激雙路輸出開關變換器仿真電路圖

圖8 雙管正激雙路輸出開關變換器控制原理圖

圖9 控制電路仿真時序波形

3.2 輸出電壓特性分析

圖10 所示為雙管正激雙路輸出開關變換器輸出電壓的仿真波形，兩路輸出支路分別實現了輸出電壓DC12V 和DC5V 穩壓。說明該變換器采用分時復用PI控制可以精確調節輸出穩壓。

圖11 展示了在t=0.2s 時刻，輸出支路一負載減小之后，經過短時間PI 調節，輸出支路一重新穩壓到DC12V，且其并沒有影響輸出支路二的輸出穩壓；在t=0.22s 時刻，輸出支路二負載減小之后，同樣經過短時間PI 調節，輸出支路二重新穩壓到DC5V，且其同樣沒有影響輸出支路一的輸出穩壓。圖12 所示為在t=0.2s 時刻，輸出支路一和二同時發生負載跳變，兩路輸出分別獨立進行短時調節后，分別重新穩壓到DC12V 和DC5V，兩輸出支路間沒有相互干擾。由此說明，該變換器兩路輸出無交叉影響，控制電路具有良好的魯棒性。

圖10 雙管正激雙路輸出開關變換器輸出電壓仿真波形

圖11 一路負載跳變時各輸出支路的電壓電流變化仿真波形

圖12 兩路負載同時跳變時各輸出支路的電壓電流變化仿真波形

4 結語

本文對采用分時復用PI 控制的雙管正激雙路輸出開關變換器進行了工作原理分析和小信號建模，通過仿真驗證該控制方法，得出以下結論：

（1）雙管正激雙路輸出開關變換器通過分時復用一個次級繞組即可實現獨立精確控制每一條輸出支路穩壓。

（2）采用分時復用PI 控制雙管正激雙路輸出開關變換器可實現雙路輸出間無交叉影響，說明該控制方法具有良好的魯棒性。