LT8312在功率因數校正電路中的應用

任學強，冉云飛

（連云港杰瑞電子有限公司，江蘇 連云港 222000）

0 引 言

有源功率因數校正已成為隔離式開關電源的一項要求，如果控制輸入電流與輸入電壓成比，可實現最高為1的功率因數[1]。LT8312是功率因數校正控制芯片。基于LT8312的設計，可采用有源方式調整輸入電流，實現大于0.99的功率因數，從而達到減少大多數諧波電流干擾其他設備的目的。LT8312非常適合廣泛的離線應用程序，外部組件可以放大或縮小輸入范圍，輸出效率可達95%以上，功率可達250 W。

1 LT8312的基本組成

LT8312原理圖如圖1所示，其由以下幾部分組成。第一，電流比較器（A1）。開關電流采樣信號經運算放器A4后，加到電流比較器的同相輸入端，乘法器輸出加到反相輸入端，輸出端接鎖存器的R端，當比較器輸出高電平時，復位鎖存器。第二，DCM比較器（A2）。采樣的主回路電流波形加到比較器的同相輸入端，反相輸入端為1.22 V基準電壓，輸出端經單觸發電路接到鎖存器的S端，當比較器輸出高電平時，單次置位鎖存器。第三，輸入電壓采樣反向器（A3）。采樣輸入電壓波形，經反相器反相后加到乘法器的輸入端。第四，輸出電流采樣放大器（A4）。采樣開關輸出電流值，經放大器放大后加到電流比較器的輸入端。第五，乘法器（MULTIPLER）。乘法器的輸入端接反相器A3和A6的輸出，輸出端加到電流比較器A1的反相輸入端。第六，反相器（A6）。電壓誤差放大器輸出經隔離反相后加到乘法器的輸入。第七，運算放大器（A7）。反相輸入端為1.22 V基準源，同相端為VIN經R10、R11電阻的分壓值，輸出接P溝道MSOFET，構成線性穩壓電路，為柵極驅動提供電壓。第八，電壓誤差放大器（A8）。輸出電壓經電阻分壓后加到反相輸入端，與同相輸入端的1.22 V基準電壓比較，差值經放大反相后加到反相器的輸入端。

2 LT8312的引腳定義

GND(1、2、3、7、8腳)：接地端，內部所有電壓的測試基準點。

VREF（4腳）：電壓基準輸出端。典型值為2 V，可提供多達200 μA的驅動電流。

OVP（5腳）：過電壓保護端。此引腳通過分壓電阻接入到VREF端，作為電路過壓保護的參考電壓。當FB引腳電壓高于此引腳電壓時，芯片停止轉換，以保護輸出端器件。

VC（6腳）：內部誤差放大器的補償端。此引腳通過串聯RC網絡連接到接地端，以補償誤差放大器，并聯一個100 pF電容器以降低干擾。

FB（9腳）：電壓環反饋端。此引腳用于調節輸出電壓，通常由電阻分壓實現。

DCM（10腳）：不連續導通模式檢測端。通過電容器和電阻器串聯到輔助繞組。

VIN（11腳）：輸入電壓。此引腳提供內部啟動電路工作所需的電流和內部低壓差線性穩壓電路（LDO）所需的電壓，應用時必須外接旁路電容，內部并聯了42 V穩壓電路。

EN/UVLO（12腳）：使能/欠壓鎖定端。通過VIN電阻分壓連接到此引腳，以設定LT8312工作的最小輸入電壓。當低于1.25 V時，該部件將輸出60 μA電流，大部分內部電路失效，并輸出10 μA滯環電流；當超過1.25 V時，該部分使能并開始工作，同時關閉10 μA滯環電流的輸出。

INTVCC（13腳）：內部負載和門驅動器的線性穩壓電路供電端。VIN提供并穩壓到10 V（典型值），此引腳必須外接一個4.7 μF的電容器。

GATE（14腳）：N溝 道FET柵 極。 電 壓 在INTVCC和GND之間切換，在關狀態下輸出接地，在開狀態下輸出接INTVCC電壓。

SENSE（15腳）：控制回路的電流采樣端。此引腳接在N溝道FET的源極和與其連接的電流采樣電阻的正極，采樣電阻的負極應放置在芯片接地端最近的位置。

VIN（SENSE）（16腳）：輸入電壓采樣端。該引腳通過采樣交流輸入電壓，實現功率因數校正功能，需要串聯一個電阻器到此引腳。

圖1 LT8312原理圖

3 工作原理

LT8312在電流模式控制和臨界導電模式的應用中，可以實現高功率因數和低諧波失真。圖1顯示了芯片的總體視圖，外圍組件選擇Boost拓撲配置，輔助繞組在穩態運行時為芯片供電[2]。

3.1 啟動過程

LT8312在高隔離電壓狀態下采用滯回啟動的方式工作，連接電源電壓的電阻器用于保護芯片不受高壓影響。該電阻器連接到芯片的VIN引腳，并旁路一個電容。當VIN引腳充電到EN/UVLO設置的啟動電壓，而INTVCC引腳處電壓達到穩壓點時，芯片正常工作。該電阻器不能為LT8312穩態工作提供電源，而是依靠電容器啟動，輔助繞組取代電阻為VIN引腳提供電源。內部穩壓電路連接VIN引腳，以防止電阻器電流超過此引腳的絕對最大電壓。內部穩壓電路電壓值為40 V，室溫下可輸出8 mA（典型值）電流。

3.2 校正過程

在一個典型的工作周期中，柵極驅動器打開外部MOSFET，電流流過電感，此電流以與輸入電壓成正比的速率增加。控制回路確定最大電流，當達到電流限值時，在電流比較器的作用下關閉驅動器。當外部MOSFET關閉時，電感電流流到輸出電容器的二極管，此電流以與輸出電壓和輸入電壓之差成正比的速率減小。當電流減小到零時，輸出二極管關閉，MOSFET漏極上的電壓在寄生電容和電感的作用下產生振鈴，輔助繞組與主電感相同，會產生電壓變化和振鈴現象。當發生振鈴時，連接到DCM引腳的C1電容器觸發比較器A2（為dv/dt檢測器），dv/dt檢測器等待振鈴波形達到最小值，柵極驅動器重新打開。這種開關動作類似于零電壓開關，將開關動作損失的能量減少到最小，效率提高了5%。由于其工作在連續導電模式和非連續導電模式的邊緣；因此，這種工作模式被稱為臨界導電模式(或邊界傳導模式)。在低電流限值下，臨界導電模式的頻率會升高，LT8312的最大頻率鉗為400 kHz。當自然臨界導通模式的頻率大于400 kHz時，該芯片工作在不連續導通模式。

3.3 反饋過程

輸出電壓通過連接FB引腳的電壓進行調節，連接內部誤差放大器的反相輸入端，同相輸入端是1.22 V基準電壓。通常情況下，FB引腳電壓通過輸出端電阻分壓獲得，該引腳額定電壓值為1.25 V。

4 部分參數的設置和選擇

4.1 設置VIN開啟電壓與VIN關斷電壓

開啟和關斷電壓差值應大一些，以保證輔助繞組有足夠的時間提供能量。EN/UVLO引腳設置兩個電壓值，當引腳電壓小于1.25 V時，可提供10 μA的灌電流；當超過1.25 V時，可提供0 μA的灌電流。VIN引腳電壓可通過電阻分壓方式獲得，如圖2所示。

圖2 EN/UVLO

VIN上升時的UVLO閾值為：

VIN下降時的UVLO閾值為：

4.2 設置輸出電壓

輸出電容處使用電阻分壓連接到FB引腳。由圖1可知，電阻R3和R4從輸出電容中形成電阻分壓。輸出電壓公式：

4.3 設置VIN(SENSE)電阻

VIN（SENSE）電阻器設置內部乘法器（調節功率因數的關鍵部件）輸入電流限制值。當為最大線路電壓VMAX時，電流設置為360 μA，在此條件下，電阻值等于(VMAX/360 μA)。

4.4 設置VC端電容

反饋環通過傳統的跨導誤差放大器實現。設置環路交叉頻率低于母線頻率的兩倍，以保證PFC正常工作。在一個典型的應用中，VC端補償電容為1 μF。

4.5 設置DCM端電容

不連續模式檢測器采用交流耦合方式檢測輔助繞組的振鈴波形。大多數設計中，推薦使用等效內阻為30 kΩ阻值的22 pF電容器。

4.6 電流檢測電阻的選擇

RSENSE設置在外部N溝道MOSFET的源極和GND之間，選擇適當的阻值提供開關電流以驅動應用，且不超過電流限制閾值。

4.7 MOSFET和二極管選擇

LT8312柵極驅動電流達到1.9 A，能有效驅動大多數高壓MOSFET。建議采用低QG MOSFET，以最大限度提高效率。大多數應用中，應選擇RDS（ON）參數控制MOSFET的溫升。當MOSFET關閉、二極管導通時，MOSFET的漏極電壓應為Vout端電壓；當開關打開時，二極管電壓應為Vout端電壓，通過二極管的平均電流應為負載電流。

5 注意事項

（1）輸入范圍：LT8312可以在65～90 V的交流輸入電壓中工作。（2）最小電流限制：LT8312的最小電流限制約為峰值電流極限的3%，這有助于改善輸入供電變化產生的諧波失真。（3）控制回路的工作頻率：當VIN(SENSE)引腳用電阻連接電源電壓時，電流極限與電源電壓成比例。如果LT8312被配置為快速控制環，VC引腳將根據VIN（SENSE）的變化進行調整。要想乘法器發揮作用，唯一方法是將控制回路參數設置為比VIN（SENSE）信號的基頻更慢的數量級。隔離式電源的應用中，電源電壓的基頻為100 Hz，因此控制回路的單位增益頻率需設置在10 Hz以下。

圖3 電路圖實例

6 實際應用電路

根據工作原理，選擇適當參數，設計一款實用產品，如圖3所示。

用示波器測試實際輸出電壓波形，如圖4所示。

圖4 輸出電壓波形

7 結 論

LT8312芯片具有高功率因數、低諧波失真、過壓保護、超低空載功耗和16引腳超小外形封裝等優點。采用該芯片設計的電路僅需要少量的外圍器件即可實現功率因數校正功能，可應用于工業領域和航空領域。