交叉耦合帶通濾波器的優化研究及仿真

王鵬博 嚴一爾

關鍵詞： 濾波函數; 無載[Q]值; 拓撲結構; 交叉耦合; 濾波器優化; [Q]值補償; 諧振器

中圖分類號： TN713+.5?34 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文獻標識碼： A ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文章編號： 1004?373X（2019）03?0139?04

Abstract： The fifth generation of mobile communication technology has higher requirements for the filtering performance of the system， so the optimization of the filter is the key to ensure the performance of the system. On the basis of loss analysis of the filter function polynomial， the function relationship between the unload [Q]?value of the resonator and each filtering index is derived， and its simulation verification is carried out with the given topology structure. The compensation simulation is realized for unload [Q]?value of each resonator. The method of high [Q]?value resonator can improve the loss and response curves of the bandpass side frequency point. The goal of filter optimization design is realized.

Keywords： filtering function; unloaded [Q]?value; topological structure; cross coupling; filter optimization; [Q]?value compensation; resonator

0 ?引 ?言

在濾波器設計中小型化、高性能化成為通信濾波設備發展的新趨勢，但隨著諧振器腔體尺寸變小，其品質因數（Quality Factor）[Q]值也會進一步變小，由此帶來了濾波器損耗變大，濾波性能惡化等問題。同時，濾波器的設計和綜合都是在理想條件下進行的，忽略了在濾波器制作過程中各方面存在的損耗，因此實際做出的濾波器特性與初期設計時的特性存在著一定的偏差。以上兩種因素嚴重影響了濾波器的特性，特別表現在插入損耗（Insertion Loss，IL）、反射損耗（Return Loss，RL）和矩形系數（Shape Factor，SF）的變化，主要體現在濾波特性曲線過于圓滑，出現“塌肩”的現象。

因此，在設計濾波網絡初期，需要對各個無耗元件的傳輸響應函數進行修正，并對整體網絡結構設計進行[Q]值補償優化，從而減小損耗，使測試的特性曲線更加理想化，滿足高性能濾波器件要求[1]。

1.2 ?零點拓撲研究

拓撲結構實質上反映了濾波器腔體、源S和負載L之間的組合狀態，其中實線表示主耦合，虛線表示交叉耦合。文中對圖1所示三種拓撲結構進行仿真分析，其中涉及CT和CQ兩種實現零點的拓撲結構如圖2所示。

交叉耦合結構可以產生零點，三腔耦合（Cascaded Triplet，CT）可以實現一個傳輸零點，四腔耦合（Cascaded Quadruplet，CQ）實現兩個傳輸零點。

圖2a）中分別為容性耦合和感性耦合結構，可以在低頻端和高頻端分別產生一個零點，其強弱均受控于②號腔，故②號腔稱為零點腔[4]。相應地，在圖2b）中零點腔為②和③。波形圖中虛線為傳輸曲線（[S21]），實線為反射曲線（[S11]）。

2 ?仿真驗證

對前文中推倒出的IL，RL，[SF]與變量[Qu]之間的函數關系進行仿真驗證。

2.1 ?初始設計方案

根據表1性能指標需求，通過CoupleFil初步評估，確定采用9腔4零點方案進行設計，初始[Qu]值為3 000，傳輸零點分別為：2 537.5 MHz，2 560 MHz，2 678.5 MHz，2 691.5 MHz。

2.2 ?[Q]值對性能的影響

圖3中A為濾波器整體的仿真特性曲線，B為A中①處的區域放大圖。從B中可以看出[Qu]值的等量增加有利于濾波性能趨于理想化的實現。

當初始[Qu]值在3 000～10 000的范圍內以1 000為單位等量增加時，對IL，RL，[SF]指標影響如圖4所示。圖4展示了提高[Qu]對IL，RL，[SF′]的改善趨勢。其中指標IL改善最為明顯，接下來主要針對IL對全腔[Qu]值進行仿真，優化出需要補償的[Q]值位置。

3 ?優化仿真

要設計性能最優的濾波器，先優化出對性能影響最大的一組極點，即判斷出對IL影響最大的一組諧振器，通過補償[Q]值的方法實現濾波器的優化設計[5]。為了降低仿真復雜度，故只對圖1所示的拓撲結構進行代表性仿真，補償[Q]值（[Qf]）統一擬定為10 000，并分別對高頻端（High Frequency，HF）2 MHz、低頻端（Low Frequency，LF）2 MHz及通帶中心（Pass Band，PB）40 MHz的20個頻點插損求平均值進行統計。

3.1 ?CT結構仿真

如圖1a）所示，采用兩感性兩容性耦合的4CT拓撲結構，產生的零點波形如圖2a）所示，其中②和④號腔為零點腔。圖5和圖6分別是對單個及兩個諧振器進行[Q]值補償仿真的結果，其橫坐標是改善的諧振器編號，縱坐標為改善幅度。

圖5中對LF端影響較大的為④和②號腔，對HF端影響較大的為⑥和⑧號腔，對PB影響較大的為⑤、③和⑦號腔。而圖6中省略對首尾腔的討論，對LF影響較大的組合是②?④，對HF端影響最大的是⑥?⑧，對PB影響最大的是③?⑤和⑤?⑦組合。

從上述分析結果來看，雙極點仿真結果可以看成是由單極點結果疊加而來，故接下來只針對單極點進行補償仿真分析。

3.2 ?CQ結構仿真

如圖1b）所示，采用2CQ拓撲結構，其零點波形如圖2b）所示，相應單諧振器[Q]值補償仿真結果如圖7所示。

圖7中對LF端影響較大的為②和③號腔，對HF端影響較大的為⑦和⑥號腔，對PB影響較大的為③和⑥號腔。

3.3 ?CT?CQ結構仿真

如圖1c）所示，采用2CT?1CQ拓撲結構，其中①?③和③?⑤之間是容性耦合，⑥?⑧和⑥?⑨之間是感性耦合，相應零點腔為②④⑦⑧，相應單諧振器[Q]值補償仿真變化如圖8所示。

圖8中對LF影響較大的是④和②號腔，對HF影響較大的是⑦和⑧號腔，對PB影響較大的是⑤和⑥號腔。

4 ?結 ?語

濾波器的優化設計標準就是達到帶內低損耗，帶外高抑制的濾波性能指標。圖3，圖4說明提高[Q]值可以改善濾波性能;圖5～圖8說明補償零點腔的[Q]值對通帶邊頻點的損耗改善效果最明顯，且改善效果具有一定的疊加性，故零點腔越多，補償后性能改善效果越好。

故在考慮成本的條件下，通過適當補償零點腔諧振器的[Qu]值（傳輸TE模的介質諧振器具有很高無載[Q]值），以此來提升腔體的濾波性能，實現濾波器優化設計的目標[6?7]。

參考文獻

[1] 羅杰，廖成.基于傳輸零點的廣義切比雪夫型LC濾波器快速設計法[J].現代電子技術，2014，37（17）：129?131.

LUO Jie， LIAO Cheng. A rapid design method of generalized Chebyshev LC filter based on transmission zero [J]. Modern electronics technique， 2014， 37（17）： 129?131.

[2] 白冰.廣義Chebyshev濾波器傳輸零點提取和優化[J].科技創新與應用，2014（18）：26?27.

BAI Bing. Transmission zero point extraction and optimization of generalized Chebyshev filter [J]. Technology innovation and application， 2014（18）： 26?27.

[3] 王雪.優化算法在微波腔體濾波器結構參數中的應用研究[D].北京：華北電力大學，2015：15?22.

WANG Xue. Study on optimization algorithm of microwave cavity filter structural parameters [D]. Beijing： North China Electric Power University， 2015： 15?22.

[4] SWANSON D， MACCHIARELLA G. Microwave filter design by synthesis and optimization [J]. IEEE microwave magazine， 2007， 8（2）： 52?69.

[5] 黃好強.大功率腔體濾波器優化設計[J].河北省科學院學報，2008（2）：36?38.

HUANG Haoqiang. The optimization design of high?power cavity filter [J]. Journal of the Hebei Academy of Sciences， 2008（2）： 36?38.

[6] 陳其豪，封建華，葉強.具有介質腔與金屬腔體混合的新型帶通濾波器的設計[J].中國計量學院學報，2015，26（3）：311?315.

CHEN Qihao， FENG Jianhua， YE Qiang. Design of a new type of band?pass of metal?dielectric resonant filters [J]. Journal of China Jiliang University， 2015， 26（3）： 311?315.

[7] 孫尚傳.一種金屬諧振器與介質諧振器組合應用設計高性能濾波器的方法[J].中國新通信，2013，15（1）：23?29.

SUN Shangchuan. A design method of high performance filter composite application of metal and dielectric resonator [J]. China new telecommunications， 2013， 15（1）： 23?29.

[8] 王皓陳，王志明.超高頻帶通濾波器的設計與仿真[J].現代電子技術，2013，36（14）：116?118.

WANG Haochen， WANG Zhiming. Design and simulation of ultra?high frequency bandpass filter [J]. Modern electronics technique， 2013， 36（14）： 116?118.

[9] ZHANG Qijun， GUPTA K C， DEVABHAKTUNI V K. Artificial neural networks for RF and microwave design： from theory to practice [J]. IEEE transactions on microwave theory and techniques， 2003， 5（4）： 1339?1350.

[10] 魏偉，許勝輝，孫劍波.一種無源濾波器的優化設計方法[J].電力自動化設備，2012，32（1）：62?66.

WEI Wei， XU Shenghui， SUN Jianbo. Optimal design of passive filter [J]. Electric power automation equipment， 2012， 32（1）： 62?66.