基于PN8370的微型斷路器電動操作系統(tǒng)開關(guān)電源設計

袁惠娟，劉劍濱

(1.無錫科技職業(yè)學院，江蘇 無錫 214000；2.無錫東之晶電子科技有限公司，江蘇 無錫 214000)

0 引 言

電子產(chǎn)品工作離不開電源，電源質(zhì)量直接影響電子產(chǎn)品的工作性能和使用壽命。因此，介紹了一種基于PN8370[1]的開關(guān)電源設計，主要用于微型斷路器電動操作系統(tǒng)。

該開關(guān)電源有兩種狀態(tài)。當微型斷路器電動操作系統(tǒng)檢測到故障或處理好故障后，微型斷路器驅(qū)動馬達作相應的分閘和合閘處理，這種狀態(tài)稱為電源工作狀態(tài)；馬達不運行時，稱待機狀態(tài)。

開關(guān)電源輸入取用市網(wǎng)電壓。為保證微型斷路器電動操作系統(tǒng)中MCU控制系統(tǒng)、通信、顯示等組成部分能夠正常工作，即使馬達不工作處于待機狀態(tài)，電源也必須始終輸出11.5 V的直流電壓。當處于工作狀態(tài)時，需要有11.5 V、1 A的直流電供給馬達運行。

設計難點：(1)開關(guān)電源0.5 W超低待機功耗[2-3]；(2)在超低待機功耗情況下，當進行分閘、合閘動作時，馬達啟動瞬間將導致大電流輸出，功率達30 W以上，要求系統(tǒng)功耗進行從0.5 W到滿載30 W的平穩(wěn)切換。

開關(guān)穩(wěn)壓電源的結(jié)構(gòu)如圖1所示，輸入220 V的交流電，通過整流濾波后得到310 V的直流電。在PN8370芯片的控制作用下，將直流電轉(zhuǎn)化為幅值穩(wěn)定的高頻交流電，高頻交流電再經(jīng)二極管整流，電容濾波得到11.5 V能驅(qū)動馬達工作的直流電，后接HT7550三端穩(wěn)壓器，給控制系統(tǒng)供電。

圖1 開關(guān)穩(wěn)壓電源

1 PN8370電源芯片介紹

PN8370為超低待機功耗準諧振原邊反饋交直流轉(zhuǎn)換器芯片，芯片空載損耗(230 VAC)小于30 mW。圖2為該芯片的外形和內(nèi)部框圖，其中4腳CS調(diào)節(jié)最大功率，3腳FB恒壓控制。芯片PN8370內(nèi)部集成有信號采集、信號放大、比較器和驅(qū)動電路等。PN8370工作處于原邊檢測和自動調(diào)整模式時，能夠得到高精度的恒流、恒壓輸出。

(a)外形

(b)內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖2 PN8370外形和內(nèi)部結(jié)構(gòu)

2 電路設計

2.1 整流濾波電路設計

整流是利用二極管的單相導電性，將交流電變成脈動的直流電。濾波是利用儲能器件將脈動直流電變成比較平滑的直流電。設計中，選用MB10S整流橋堆起橋式整流作用，E1、E2、L1構(gòu)成∏型濾波器，得到+310 V的直流電。電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 整流濾波電路

為有效抵御外界的雷擊、浪涌等大功率沖擊，在輸入端接入電阻R和壓敏VR構(gòu)成簡單可靠的浪涌吸收部分[4-5]。電阻R為大通流量的合金絲電阻[6]，規(guī)格RXF21-2W-20R-J-6kV-300 A，可承受瞬間6 kV、300 A的大電流沖擊，壓敏電阻VR為10D561，是閾值電壓560 V、通流達5 kA的高能壓敏電阻，可將滲透進來的浪涌幅度抑制在560 V左右。

2.2 基于PN8370控制的DC-AC能量轉(zhuǎn)換電路

基于PN8370控制的DC-AC能量轉(zhuǎn)換電路[7]，是整個設計的重點和難點，電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。變壓器T1是能量轉(zhuǎn)換的核心器件，電源芯片U1(PN8370)是能量控制的核心器件。

2.2.1 變壓器設計

變壓器有3級繞組[8]：初級1～3繞組原邊作為能量的輸入和高壓母線連接，從市電取電；次級6～9繞組副邊作為能量的輸出和低壓控制端連接，給低壓控制系統(tǒng)供電；輔助4～5繞組作為能量的輔助輸出，給電源芯片PN8370供電。初級繞組原邊和次級繞組副邊通過變壓器隔離，可承受大于5 kV的電壓，以確?？刂葡到y(tǒng)對操作者的防漏電安全。

設計變壓器時需要控制漏感，漏感低則損耗小，電源效率高。該設計選用性能較好的PC40磁芯，繞組均勻密集繞制，初級繞組分兩次繞制將次級繞組夾在中間(三明治繞法)，最終得到漏感約15 μH(10 kHz，主繞組感量1 mH)。根據(jù)輸入輸出電壓要求、材料特性、工藝特點，通過計算推導得出變壓器詳細的設計、工藝參數(shù)，如表1所示。

圖4 DC-AC能量轉(zhuǎn)換電路

表1 變壓器設計參數(shù)

2.2.2 DC-AC轉(zhuǎn)換的原理

圖4中D11、R4、R6、C2構(gòu)成續(xù)流電路和緩沖電路，吸收變壓器原邊在通斷時的能量沖擊；D12、R3和變壓器輔助繞組相連，用于給電源芯片U1供電；C1給電源芯片供電電路濾波，保障電源的穩(wěn)定性。DC-AC轉(zhuǎn)換電路能量轉(zhuǎn)換過程分成儲能和放能兩個階段。

(1)儲能階段：U1內(nèi)置MOS管導通，電流方向為+310 V母線—變壓器原邊—U1_SW—U1_CS—R1，R2—GND，此時變壓器原邊相當于電感用電器，變壓器同名端(圖4中星號)為負。因此，變壓器次級和輔助繞組同名端同樣為負，變壓器次級D13和輔助繞組D12因為電壓反向沒有輸出。從能量轉(zhuǎn)換上看，母線輸入能量給變壓器，變壓器進行儲能。

(2)放能階段：U1內(nèi)置MOS管截止，由于變壓器原邊的電感效應，變壓器原邊中的電流會自己維持，電流方向為變壓器原邊同名端—D11—R4—R6并C2—+310 V母線，此時變壓器原邊相當于電源，變壓器同名端(圖4中星號)為正。因此，變壓器次級和輔助繞組同名端同樣為正，變壓器次級D13和輔助繞組D12正向?qū)?。從能量轉(zhuǎn)換上看，變壓器在MOS管導通時儲存的能量通過D13、D12釋放給次級和輔助繞組。

2.2.3 電源芯片供電

在電源芯片PN8370啟動階段，采用高壓啟動技術(shù)。啟動前，1.5 mA電流源為內(nèi)部偏置電路供電，并給外部電容C1充電。當VDD電壓達到VDDon，芯片開始工作，同時高壓啟動電路關(guān)斷，通過輔助繞組和D12給電源芯片供電。

2.2.4 電源恒壓控制

PN8370使用脈沖采樣VFB電壓并保持到下個采樣點，將采樣的電壓VFB和芯片內(nèi)部基準電壓VREF_CV進行比較。該基準設置為2.5 V，并放大誤差。誤差值代表負載情況，通過控制電源芯片內(nèi)部驅(qū)動信號，調(diào)節(jié)電源芯片的輸出占空比D，達到對輸出能量的調(diào)節(jié)，使得輸出恒定。

輸出電壓Vo計算如下：

其中：Va是變壓器輔助繞組5腳輸出電壓；Na是變壓器輔助繞組匝數(shù)，Vo是次級輸出電壓即E3端電壓，Vd是二極管D13的壓降，Ns是變壓器次級繞組匝數(shù)。

分壓電阻R8=10 kΩ，R7=56 kΩ，參考電壓VREF_CV=2.5 V，代入式(1)，得Va=16.5 V。

將Va=16.5 V，Na=17(變壓器輔助繞組匝數(shù))，Ns=13(變壓器次級繞組匝數(shù))，代入式(2)，得出輸出電壓Vo=11.5 V。

當負載變輕時，輸出電壓Vo會瞬間抬高，使得Va和VFB也瞬間抬高，芯片內(nèi)部比較器輸出為負，減小占空比D，從而減少能量的輸出，使得輸出電壓Vo下降。當負載變重時，輸出電壓Vo會瞬間降低，使得Va和VFB也瞬間降低，芯片內(nèi)部比較器輸出為正，增加占空比D，從而增加能量的輸出，使得輸出電壓Vo升高?？梢姡ㄟ^這樣的負反饋回路實現(xiàn)了對輸出電壓的恒定控制。

2.2.5 電源功率控制

PN8370提供逐周期電流檢測功能，芯片通過CS引腳的電阻R1、R2并聯(lián)檢測MOS管電流，設置點和最大輸出功率都通過調(diào)整CS引腳上的電阻來實現(xiàn)。CS為初級電流采樣，CS的設定值為0.5 V，選擇R1=R2=1.2 R，計算可得最大初級峰值電流Imax和最大峰值功率Pmax，即達到這個數(shù)值，電源芯片PN8370會過流關(guān)閉。

其中，采樣電阻Rcs是兩個1.2R電阻的并聯(lián)，Rcs=0.6R，Vcs=0.5 V，帶入式(3)得到Imax=0.83 A。

占空比D=0.45，功率因素PFC=0.5，輸入電壓Vin=220 V，代入式(4)得到Pmax=40 W。

通過上面計算可知，該電源設計最大峰值功率40 W，超過馬達啟動所需要的30 W功耗，滿足馬達的啟動要求。

2.3 次級輸出供電

由DC轉(zhuǎn)換成高頻AC電壓后，再經(jīng)過簡單的半波整流、電容濾波，就可以得到11.5 V的驅(qū)動馬達的直流電壓。為吸收變壓器次級的尖峰毛刺，在整流二極管D13上并聯(lián)R5和C3，電路如圖5所示。

圖5 次級輸出供電

2.4 5 V控制系統(tǒng)供電

由11.5 V降至5 V的DC-DC轉(zhuǎn)換芯片有很多，如7805、LM2940-5、LM317、LM2576-5/LM2596 等集成芯片，但是考慮到成本、體積和功耗等因素，本設計選用了HT7550芯片，電路如圖6所示。C4、C5兩個濾波電容使輸出電壓進一步得到穩(wěn)定，總電路如圖7所示。

圖6 11.5 V轉(zhuǎn)5 V

3 電源空載和電源滿載的平穩(wěn)過渡

3.1 電源空載

電路待機功耗主要來源電源芯片、變壓器、電源假負載。設計過程中，電源芯片的選型、變壓器的設計、電源假負載選擇是考慮的重要環(huán)節(jié)。待機情況下，為了降低功耗，電源芯片PN8370處于間歇工作模式，100 ms啟動一次脈沖輸出，一次脈沖輸出維持1～3 ms，能夠給輸出電解電容充電，通過輸出電解電容維持后續(xù)控制電路的工作，然后進入休眠狀態(tài)。因此，該系統(tǒng)平均功耗不到50 mW。

圖7 總電路

3.2 電源滿載

當馬達啟動時，電源芯片從檢測到負載進行變化，到進入穩(wěn)定工作狀態(tài)需要數(shù)微秒的時間。此時，馬達只能通過輸出電解電容儲存的電量進行供電，會瞬間拉低電解電容的電壓，導致電源負載無法正常工作。這種掉電壓情況是開關(guān)電源的固有問題，因此一般開關(guān)電源都需要加假負載來維持開關(guān)電源的正常工作模式。但是，設計中為了低功耗不能增加固定假負載。因此，設計中利用MCU控制電源假負載，逐級增加控制系統(tǒng)的功耗，作為開關(guān)電源的可變假負載，使電解電容電壓緩慢跌落，從而給開關(guān)電源喚醒和穩(wěn)定工作的時間。

具體操作如下。首先，1 ms時間喚醒MCU和通信芯片，此時LDO的電流增加(2～5 mA)，LDO的功耗也會增加；其次，點亮所有的LED燈、數(shù)碼管(20～25 mA)持續(xù)5 ms，這時開關(guān)電源已經(jīng)進入正常的工作模式，電源工作頻率達到50 kHz以上，可以滿載工作，足以驅(qū)動馬達，實現(xiàn)了空載和滿載之間的平滑過渡。

4 結(jié) 論

該設計是一款基于FLYBACK的拓撲結(jié)構(gòu)，恒壓輸出的AC-DC開關(guān)電源額定輸出11.5 V-1 A，具有低功耗(待機功耗<50 mW)、負載特性穩(wěn)定(0～30 W負載穩(wěn)定切換)、高可靠(群脈沖6 kV，浪涌10 kV，耐壓10 kV)的優(yōu)點。因此，該設計電源可以廣泛用于環(huán)境惡劣、使用壽命要求高的場合，如手機野外基站電源等。