具有極性反轉逆變橋的隔離Buck-Boost型逆變器

石昊彥，江加輝，陳道煉

(青島大學電氣工程學院，山東 青島 266071)

0 引 言

光伏、風能、燃料電池等新能源的開發和利用越來越受到人們的重視。逆變器作為新能源發電系統的重要組成部分，其性能優良，對于提高新能源的利用率起到了至關重要的作用。因此，逆變器一直是電力電子學和新能源發電領域的研究重點[1-4]。

傳統的并網逆變器多為兩級式，文獻[5-6]論述的兩級式并網發電系統具有控制靈活等優點，但存在兩級功率變換、體積重量大，成本高等不足。為了減少功率變換級數，提高變換效率，人們開展了許多有意義的研究工作。文獻[7]論述了基于LLC諧振變換器的準單級式變換器，將高效率的LLC諧振變換器引入此結構，但存在控制復雜、成本高等問題；文獻[8]論述了一種準單級差動雙向反激直流變換器型逆變器，存在環流、變換效率不理想、輸出電壓控制不精確的缺點。為了進一步降低系統成本，提高輸出波形質量，學者進行了一系列探索。

針對以上的不足，本文提出了一種具有極性反轉逆變橋的隔離Buck-Boost型逆變器，該拓撲具有輸出波形質量高、帶載性能好、變換效率高、可靠性高等優良性能，是一種小容量逆變電源的優良方案。

1 電路拓撲

該電路拓撲是由雙向隔離Buck-Boost直流變換器和極性反轉逆變橋構成，屬于準單級功率變換，如圖1(a)所示。該逆變器將輸入的不穩定直流電壓經直流變換器和極性反轉橋變換為穩定的工頻正弦交流電壓。

圖1 具有極性反轉逆變橋的隔離Buck-Boost型逆變器

2 復合控制策略

2.1 小信號模型

該逆變器在一個高頻開關周期的等效電路，如圖2所示，對于變壓器的原邊等效電阻以及開關管S1的導通電阻用r1表示，副邊等效電阻和開關管S2的導通電阻用r2表示，勵磁電感Lm與變比為N1/N2的變壓器并聯。

根據正半周的等效電路并利用狀態空間平均法進行小信號建模，可得該逆變器在電流連續工作模式下的傳遞函數G(s)為

(1)

其中，ILm=nUo/[RL(1-D)]

2.2 控制策略

為了使系統的穩態誤差降到合適的范圍并且能夠有效地升高動態響應速度，本文在對等效電路綜合分析的基礎上提出了一種具有PI、前饋、重復控制策略，如圖3所示。

圖3(a)中，Grc(s)為重復調節器、Gff(s)為前饋調節器、Gpi(s)為PI調節器，將uo、ui和基準信號ur經Gff、Gpi和Grc比較運算，得到控制信號ue，ue與單極性三角載波uc交截得到功率開關控制信號。

3 復合控制器設計

3.1 前饋調節器Gff設計

圖3(a)中輸出電壓Uo(s)可表示為

(2)

若將前饋調節器的傳遞函數設計為

Gff(s)=1/G(s)

(3)

式(2)可以簡化為

Uo(s)=Ur(s)

(4)

根據式(2)～(4)可知，Uo可以在任何時刻將輸入量Ur重現出來，具有比較好的響應特性。然而，反激逆變器在連續電流工作模式時，系統的傳遞函數G(s)實現全補償困難。因此，在設計Gff時為使形式簡單且易于實現，只需僅在低頻段內實現近似全補償。電流CCM的反激變換器穩態占空比為

D=Uo/(Uo+nUi)

(5)

設計前饋調節器Gff，使得

Uef=Ur/(Ur+nUi)

(6)

在理想狀態下，前饋調節器可實現誤差全補償。但由于電路中的寄生參數，故根據以上各式得出的Gff不足以將誤差完全補償，需要繼續補償，才能讓系統的穩態精度以及帶載能力達到實驗預期的范圍之內。

圖3 前饋、PI和復合控制系統框圖

3.2 PI調節器Gpi設計

該逆變器在采用PI調節后，能夠在前饋控制的基礎上進一步使穩態誤差得到補償。

設計輸入電壓Ui=110 V，輸出電壓Uo=220 V，勵磁電感Lm=535.8 μH，濾波電容Cf=9 μF，負載RL=96.8 Ω，儲能式變壓器匝比n=N2/N1=78/63，r1=0.39 Ω、r2=0.48 Ω，占空比D=0.52，比例積分調節器kp=0.00012，ki=1.1，將以上各數據代入式(2)，可得逆變器的開環傳遞函數G(s)為

(7)

在利用Gpi調節后，補償特性如圖4所示。

圖4 系統在PI補償前、后的開環頻率特性

根據圖4可得，使用PI調節前系統的開環傳遞函數的相角裕度為-87.1°，由此可知，系統難以維持穩定狀態；但在采用PI調節后系統的G0(s)為

(8)

系統在利用PI調節器補償后，根據式(8)可得G(s)為89.1°，符合要求。

3.3 重復控制調節器Grc設計

所謂重復控制是基于內模原理的一種控制方法，能夠使該內部模型很好地描述系統外部信號特性，具有較強的擾動抑制能力。

C(z)的頻域傳遞函數為

(9)

將C(s)的截止頻率設在200 Hz，ζ=0.7，采樣頻率fs=50 kHz，采用Tustin變換離散化可得

(10)

當kp=0.00012，ki=1.1時，可得重復控制器的等效控制對象為

Cp(z)=

(11)

補償后的波特圖如圖5(b)所示。由圖5(b)可知，所采用的重復控制調節器Grc能夠讓系統的穩態精度以及帶載能力達到實驗預期的范圍之內。

4 樣機實驗

實驗數據：樣機的容量S=500 VA，輸入電壓Ui=110 V，輸出電壓Uo=220 V/50 Hz，負載功率因數為-0.75～0.75，開關頻率fs=50 kHz，變壓器的原邊電感Lm=535.8H、變比N2/N1=78/63、磁芯選用NPH184060，Cf=9F，S1選用STB45N40DM2，S2選用IPB65R190CFD，S3～S6選用SPB21N50C3，設計的500 VA 110 VDC/220 V 50 HzAC具有極性反轉逆變橋的隔離Buck-Boost型逆變器的實驗波形圖如圖6所示。圖6(a)、(b)、(c)依次為阻性負載、感性負載、容性負載的輸出波形，(d)為非線性負載時的實驗波形圖。

圖5 系統補償前、后的開環頻率特性

圖6 樣機的實驗波形

圖6實驗結果表明：(1)逆變器輸出電壓uo為220 V 50 Hz的正弦波，線性負載下和在非線性負載下電壓的諧波失真度依次是0.69%、0.71%、1.08%、0.95%，如圖6(a)～(d)；(2)有源嵌位電路有效地抑制了S1的關斷尖峰，如圖6(e)～(f)所示；(3)RC緩沖有效抑制了副邊開關管的尖峰，如圖6(g)～(h)所示。功率開關S3-6工作在低頻模式，開關損耗低，如圖6(i)～(j)。

逆變器樣機在額定輸入電壓和不同負載下的變換效率，如圖7所示。

圖7 樣機在不同負載下的變換效率

綜上所述，采用前饋、PI和重復控制相結合的具有極性反轉逆變橋的隔離Buck-Boost型逆變器具有電路結構簡潔、成本低、準單級功率變換、變換效率高、輸出波形質量高、帶載能力強等優點。

5 結 論

(1)具有極性反轉逆變橋的隔離Buck-Boost型逆變器是由雙向隔離Buck-Boost型直流變換器和極性反轉橋構成。

(2)采用前饋控制能夠降低穩態誤差對系統的影響，起到及時克服干擾的作用；采用比例積分調節能夠使系統的開環傳遞函數的相角裕度由-87.1°變為89.1°，使系統的穩定性大大提高；采用重復控制后，逆變器在額定阻性負載、感性負載、容性負載和非線性負載下的效率依次為91.94%、93.05%、87.64%、89.09%，逆變器的帶載能力得到了較大的提高，并且使系統能夠無靜差地跟隨輸入信號，具有較強的擾動抑制能力。

(3)500 VA 110 VDC/220 V 50 HzAC樣機測試結果表明，其具有電路結構簡潔、成本低、準單級功率變換、變換效率高、輸出波形質量高、帶載能力強等優點。