一種雙頻段跟蹤接收機下變頻模塊的設計與實現

劉伯文，劉立浩

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

地球站伺服跟蹤設備的基本作用是保證地球站的天線能夠穩定、可靠地對準通信衛星，從而使通信系統能保持正常的工作[1]。地球站天線跟蹤衛星的方法有手動跟蹤、程序跟蹤和自動跟蹤3種[2]，其中自動跟蹤可分為3種體制：步進跟蹤、圓錐掃描跟蹤和單脈沖跟蹤[1]。跟蹤接收機作為伺服跟蹤系統中的核心部件，起著至關重要的作用。

跟蹤接收機由下變頻模塊和解調終端組成[3]，下變頻模塊接收來自衛星的下行信標信號，把信標信號變成中頻信號，并進行放大[4]。文獻[5]介紹了一種用于信標接收機的下變頻模塊，但只支持單Ku頻段(12.25～12.75 GHz)。提出的下變頻模塊將Ku頻段信號(11.45～11.7 GHz，12.25～12.75 GHz)和Ka頻段信號(19.6～21.2 GHz)變頻為355 MHz中頻信號，并進行放大和濾波。下變頻模塊的性能指標，如相位噪聲和無關雜散[6]等，對跟蹤接收機的跟蹤性能起著決定性的作用。

1 下變頻模塊設計

1.1 中頻選擇

射頻下變頻設計通常采用超外差體制，優點是可以通過在較低中頻上靠中頻濾波器選擇有用信道并抑制相鄰信道干擾。當下變頻輸入頻率為毫米波頻段時，通過2次變頻處理既可實現接收信道的靈活配置，又可獲得較好的鏡頻抑制比[7]。

雙頻段跟蹤接收機下變頻模塊采用二次變頻方案，Ku1(11.45～11.7 GHz)和Ku2(12.25 ～12.75 GHz)鏈路對應的本振均為低本振，Ka鏈路對應的本振均為高本振，最終輸出無頻譜倒置。而作為混頻器中的核心器件，混頻器不是一個理想乘法器，而是一個能完成相乘功能的非線性器件。變頻過程中除產生有效信號外，還將產生許多交調產物，如組合頻率、本振諧波、鏡頻干擾和鄰道干擾等。為防止這些頻率成分形成干擾，最優的方法是保證組合頻率產物不落入中頻范圍內。

根據混頻理論可知，混頻產生的組合頻率成分fmn為：

fmn=mfL±n(fRFO±B/2)，

(1)

式中，fL為本振頻率；fRFO為射頻信號中心頻率；B為變頻器接收帶寬；m為本振諧波次數，m=±1，±2，±3...；n為射頻信號諧波次數，n=±1，±2，±3...；而fL根據高低本振的不同可以表示為：

fL=fRFO-(fIFO±BIF/2)(低本振)，

(2)

fL=fRFO+(fIFO±BIF/2)(高本振)，

(3)

式中，fIFO為中頻濾波器中心頻率；BIF為中頻濾波器帶寬。

綜合式(1)、式(2)和式(3)，可得混頻產物落入中頻帶內的條件為：

m[fRFO-(fIFO±BIF/2)]±n(fRFO±B/2)∈

[fIFO-BIF/2，fIFO+BIF/2](低本振)，

(4)

m[fRFO+(fIFO±BIF/2)]±n(fRFO±B/2)∈

[fIFO-BIF/2，fIFO+BIF/2](高本振)。

(5)

這樣，當射頻信號頻率和帶寬確定的情況下，選擇合適的中頻頻率fIFO和中頻帶寬BIF，可使得中頻帶寬內無組合雜散或組合雜散很低。

1.2 雜散分析

假如變頻器中有n個混頻器，分別為M1，M2，...，Mn，對應的本振分別為LO1，LO2，...，LOn，輸入信號RF，混頻產物IF可表示為：

IFm0m1...=m0×RF+m1×LO1+...+mn×LOn。

(6)

通常，有用的混頻產物可以表示為：

IF±1±1...±1=±1×RF±1×LO1+...±1×LOn。

(7)

除有用信號外，其他混頻產物均可視為雜散。在式(6)中，當RF的系數不為0時，除有用信號外的雜散為相關雜散；RF系數為0時的雜散為無關雜散，即無關雜散是由本振間相互混頻產生的[8]。

對應于相關雜散，當混頻器輸入信號電平控制得足夠低時，階數為4次及以上的雜散即使落入帶內也是可以接受的；對于來自于本振的相關雜散，需要根據雜散的產生機理(鑒相雜散、小數分頻雜散等)來加以消除。

對于無關雜散，一方面經常需要結合系統進行統籌考慮；另一方面和變頻器的應用背景有關。本文中設計的模塊用于跟蹤系統，無關雜散易導致接收機錯鎖，所以對無關雜散指標要求極其嚴格。

2 下變頻模塊實現

2.1 下變頻方案

跟蹤接收機整機結構緊湊，給下變頻模塊預留的空間有限，對模塊的體積和功耗提出嚴峻的考驗。在充分考慮了背景平臺的基礎上，此變頻模塊采用二次變頻方案，方案如圖1所示。Ku和Ka兩條鏈路對應的本振共用，其中Ku1和Ku2兩個頻段對應的鏈路為低本振，Ka頻段對應的鏈路為高本振，Ka鏈路第一次混頻選用諧波混頻器。在充分考慮鏡像指標和組合雜散指標下，確定一中頻頻率范圍為2.764～2.788 GHz，一本振頻率范圍為8.67～11.99 GHz，二本振頻率范圍為2.425～3.135 GHz。Ku1，Ku2，Ka三種頻段對應的一、二本振頻率和一、二中頻頻率如表1所示。

圖1 雙頻段跟蹤接收機下變頻模塊原理

表1 頻率配置表

輸入頻段一本振頻率/GHz一中頻頻率/GHz二本振頻率/GHz二中頻頻率/GHzKu19.07～9.573.18～3.1882.825～2.8350.355～0.355 1Ku28.27～8.523.18～3.1882.825～2.8350.355～0.355 1Ka10.79～11.593.164～3.183.515～3.5350.354 9～0.355

下變頻模塊的無關雜散取決于2個本振頻率的組合，組合階數如表2所示。從表2可以看出，一本振和二本振在355 MHz±2 MHz內最低組合為9次：2LO1～7LO2，這樣也就保證了最終輸出無關雜散指標。

表2 無關雜散階數表

輸入頻段一本振頻率/GHz二本振頻率/GHz一本振階數二本振階數Ku19.07～9.572.825～2.8352-7Ku28.27～8.522.825～2.835-310Ka10.79～11.593.515～3.5352-7

2.2 本振頻率合成方案

頻率合成技術是將1個(或多個)基準頻率信號變換為另1個(或多個)所需頻率信號的技術。頻率合成分3類：直接頻率合成(DS)、間接頻率合成(PLL)和直接數字頻率合成(DDS)。由于3種頻率合成方式均有各自的優缺點，目前的發展趨勢是將DS、PLL、DDS、混頻器和倍頻等技術合理組合使用[9]。文獻[9]設計了一種“PLL+DDS+混頻”的頻率合成器，具備低相噪、小步進和快速跳頻的性能；文獻[10]設計了一種基于“偏移源+脈沖鎖相”的頻率合成器，具備低相噪和低雜散的優勢；文獻[11]設計了一種基于“頻率預置+諧波混頻”的頻率合成器，具備寬帶低相噪的特性。

一本振輸出頻率范圍為8.27～11.59 GHz，頻率步進為8 MHz，其中Ka鏈路對應的本振頻率在諧波混頻時要2倍頻，倍頻后頻率范圍為16.54～23.18 GHz。一本振頻率合成方案如圖2所示，其采用單環+小數分頻模式，這樣不僅保證了相位噪聲指標，且避免了采用多環方案給模塊體積帶來的壓力。

二本振輸出頻率范圍為2.825～3.535 GHz，頻率步進為100 kHz。二本振頻率合成方案如圖3所示，其同樣采用單環+小數分頻模式，與一本振頻率合成方案區別在于反饋支路上沒有分頻器。

運用Hittite公司仿真軟件PLL Analysis & Design Tool對一、二本振頻率(最高端)相位噪聲指標進行仿真，仿真曲線如圖4和圖5所示。

圖2 一本振方案

圖3 二本振方案

圖4 一本振相位噪聲仿真曲線

圖5 二本振相位噪聲仿真曲線

2.3 薄膜電路

模塊的輸入頻率為Ku頻段和Ka頻段，工作于這些頻段上的芯片需采用裸管芯形式，而為了與裸芯片進行良好的裝配，薄膜電路在此模塊中得到了大量應用，且運用微組裝工藝對模塊進行組裝。

薄膜基板制造是非常復雜的電子工藝加工過程，包含多個工序，涉及數十臺設備[12-15]，制作流程主要包括基板清洗、濺射、光刻、電鍍、去膠和刻蝕等工序[16-17]。為了保證電路的微波性能，必須嚴格控制加工過程中的誤差，當產品制造誤差達到一定程度，電路性能可能會惡化，尤其是微波和毫米波等較高頻段。該模塊中用到的薄膜電路包括傳輸線陶瓷板和薄膜濾波器等，其中薄膜濾波器采用平行耦合線結構[18-20]。微組裝裝配圖如圖6所示。

圖6 微組裝裝配圖

2.4 測試結果

模塊實物圖如圖7所示，在常溫(+25oC)、低溫(-40oC)和高溫(+70oC)下，用SK3325直流電源、Agilent N8975A噪聲系數分析儀、Agilent E8257D信號源和Agilent N9030A頻譜儀對模塊進行了全面測試。從實測結果看，該模塊支持Ku頻段(11.45～11.7 GHz，12.25～12.75 GHz)和Ka頻段(19.6～21.2 GHz)內的所有信標頻率，輸出無關雜散低于-100 dBm，相位噪聲低于-75 dBc/Hz@100 Hz，-85 dBc/Hz@1 kHz，-85 dBc/Hz@10 kHz，帶寬和相位噪聲指標與文獻[5]相比有明顯改善。

圖7 下變頻模塊實物

3 結束語

本文提出了一種雙頻段跟蹤接收機下變頻模塊的設計方案，模塊的實測結果進一步驗證了設計的可行性。該模塊涵蓋了國內大部分Ku頻段和Ka頻段衛星的信標頻率，且已在多種平臺中得到廣泛應用，性能穩定可靠，有廣泛的應用前景。但該模塊二次混頻鏡像抑制指標只有-50 dBc，后續需要在中頻濾波器接地和分腔隔離上做一些處理。