基于LLC-DCT母線變換器的收/發(fā)模塊電源設(shè)計(jì)?

張 俊

（中國船舶重工集團(tuán)第七二三研究所 揚(yáng)州 225101）

1 引言

隨著現(xiàn)代信息技術(shù)和半導(dǎo)體器件的發(fā)展，高效率和高功率密度模塊電源已經(jīng)成為推動(dòng)分布式供電技術(shù)快速發(fā)展的關(guān)鍵因素［1～2］。艦載有源相控陣?yán)走_(dá)領(lǐng)域中，大面陣多單元收/發(fā)模塊（T/R）廣泛采用分布式供電系統(tǒng)（DPS）架構(gòu)［3～6］，一次電源采用高功率因數(shù)高效率的AC/DC模塊，二次電源采用高效率高功率密度的DC/DC模塊［7］，確保供電品質(zhì)的同時(shí)，提高相控陣?yán)走_(dá)的任務(wù)可靠性。單個(gè)收/發(fā)模塊采用多路電源供電技術(shù)，其中接收控制單元需要高穩(wěn)定度、低紋波高質(zhì)量低壓電源，發(fā)射單元中GaN功率放大模塊需要大功率脈沖直流供電，其特征為大脈沖電流、快上升沿、大占空比。由于艦載有源相控陣?yán)走_(dá)天線陣面的尺寸進(jìn)一步減小，陣面中收/發(fā)模塊單元數(shù)量進(jìn)一步提高，對(duì)二次供電電源的體積、功率密度和可靠性提出了更高的要求。

LLC諧振變換器［8～10］的諧振軟開關(guān)特性使得它可以工作在更高的開關(guān)頻率下，并且獲得較寬輸入電壓范圍和較高功率密度，是一種十分有潛力的電源拓?fù)洹LC直流變壓器［10］（LLC-DCT）由于其恒定的直流增益，可以用作母線變換器，在整個(gè)電源架構(gòu)中起到初次級(jí)隔離和等比例變換作用。對(duì)于LLC-DCT拓?fù)洌_關(guān)頻率工作在諧振頻率時(shí)，不僅電路直流增益為1，其初級(jí)開關(guān)MOSFET實(shí)現(xiàn)零電壓開通，次級(jí)整流管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，整個(gè)電路開關(guān)損耗最小，變換器效率最高。并且原副邊工作電流接近正弦波，其中電流高次諧波少，減少對(duì)外電磁干擾同時(shí)也降低 EMI設(shè)計(jì)難度［8，10～12］。LLC-DCT由于其不存在補(bǔ)償環(huán)路，不用調(diào)節(jié)電源開關(guān)頻率以改變電路增益以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出的復(fù)雜操作，其工作頻率可進(jìn)一步提高。電源的控制簡化了調(diào)頻調(diào)寬操作，只輸出固定頻率、固定占空比、固定死區(qū)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，可以選用簡單控制器實(shí)現(xiàn)，其可靠性也有較大提升。

本文結(jié)合大功率收/發(fā)模塊技術(shù)指標(biāo)要求，采用LLC-DCT母線變換器技術(shù)，后級(jí)并聯(lián)多個(gè)BUCK同步降壓模塊結(jié)構(gòu)，可以保證較高變換效率的同時(shí)很好地解決初次級(jí)隔離和多路輸出問題。結(jié)合LLC-DCT母線變換器特性分析，設(shè)計(jì)輸入電壓300V，輸出電壓28V和9V的高輸入電壓高功率密度兩路輸出收/發(fā)模塊電源。

2 電源方案設(shè)計(jì)

基于GaN功率放大器的收/發(fā)模塊，其供電技術(shù)指標(biāo)：

表1 技術(shù)指標(biāo)

針對(duì)DC300V高輸入電壓，電源模塊第一級(jí)采用LLC-DCT母線變換拓?fù)洌刃ё儽?0∶3，額定輸入電壓時(shí)，輸出電壓為45V，后級(jí)并聯(lián)兩路BUCK同步整流電路，分別輸出直流28V和9V。為了進(jìn)一步降低直流9V電源的紋波，9V輸出端串聯(lián)線性穩(wěn)壓器LDO。具體組成如圖2所示。

3 LLC-DCT母線變換器

針對(duì)收/發(fā)模塊電源300V高壓輸入和大功率輸出，設(shè)計(jì)采用高效率LLC半橋拓?fù)洹０霕蛲負(fù)淇梢詫㈤_關(guān)管的電壓應(yīng)力相對(duì)正激結(jié)構(gòu)減少一半，變壓器使用率可以接近100%，變壓器的體積相對(duì)正激減少一半，有效開關(guān)頻率也能提高一倍［4］。LLC諧振變換器的兩個(gè)主開關(guān)管V1和V2構(gòu)成一橋臂，如圖2所示，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)是占空比固定為0.5的互補(bǔ)信號(hào)，相比較傳統(tǒng)LC諧振電路，激磁電感Lm參與部分階段的諧振。當(dāng)變壓器初級(jí)電壓被輸出電壓箝位時(shí)，即次級(jí)負(fù)載映射期間，Lm不參加諧振，Lr和Cr構(gòu)成LC串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)；當(dāng)變壓器不向次級(jí)傳遞能量時(shí)，即次級(jí)負(fù)載斷開期間，Lm電壓不被箝位，Lm、Lr、Cr共同參加諧振，諧振電感 Lr、諧振電容 Cr和變壓器勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。在LLC諧振變換器中有兩個(gè)諧振頻率，其中LC的本征諧振頻率［8］：

3.1 LLC-DCT的等效模型

根據(jù)基波近似理論，LLC-DCT母線變換器同LLC變換器一致，變壓器次級(jí)側(cè)直流負(fù)載可等效為初級(jí)側(cè)交流負(fù)載 Re=8n2Rloadππ2，并得到LLC-DCT的等效電路，如圖3所示。

由等效電路可計(jì)算得到不同工作頻率下的電壓增益［8］：

由增益公式可知，LLC-DCT的直流增益是Qe、fn、Ln的函數(shù)，諧振腔的參數(shù)固定后，參數(shù)Ln確定，Qe與后級(jí)直流負(fù)載大小相關(guān)。LLC-DCT工作在諧振點(diǎn)附近，在滿足實(shí)現(xiàn)初級(jí)開關(guān)管最小諧振電感的情況下，當(dāng)Ln越大，勵(lì)磁電感Lm增大，導(dǎo)致變壓器勵(lì)磁電流減小。輕載時(shí)為了實(shí)現(xiàn)初級(jí)側(cè)開關(guān)管的ZVS，需要驅(qū)動(dòng)脈沖的死區(qū)時(shí)間增加，變換器工作占空比減小，變壓器的利用率降低。當(dāng)Ln越小，相同諧振電感Lr情況下，勵(lì)磁電感Lm減小，變換器向次級(jí)傳遞能量時(shí)，勵(lì)磁電流增大，開關(guān)管導(dǎo)通損耗增加。實(shí)際應(yīng)用綜合考慮合適的死區(qū)時(shí)間設(shè)置和降低初級(jí)開關(guān)管導(dǎo)通損耗，Ln取值范圍一般為 0.1～0.2［9］。這里假設(shè)值為0.2，做出Qe和fn的直流增益圖，分析LLC-DCT母線變換器工作特性，如圖4所示。

結(jié)合LLC-DCT不同頻率下電路工作模式分析，LLC-DCT變換器可以工作在三個(gè)工作區(qū)［9］，對(duì)應(yīng)初級(jí)開關(guān)管和次級(jí)整流管工作在不同的工作模式，如圖4所示。工作區(qū)1：初級(jí)開關(guān)管工作在ZVS模式，次級(jí)整流管非零電流關(guān)斷模式；工作區(qū)2：初級(jí)開關(guān)管工作在ZVS模式，次級(jí)整流管工作在ZCS模式；工作區(qū)3：初級(jí)開關(guān)管工作在硬開通模式和ZCS模式，次級(jí)整流管工作在ZCS，此工作區(qū)為容性工作區(qū)，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)避免變換器工作在此工作區(qū)內(nèi)。由于主開關(guān)MOSFET工作在ZVS模式，開關(guān)損耗小，所以一般設(shè)計(jì)LLC-DCT工作在工作區(qū)1或2。

3.2 LLC-DCT工作區(qū)域選擇

由圖4可知，LLC-DCT理想工作點(diǎn)為本征頻率fn=1，即fs=fr時(shí)，此時(shí)電路工作增益M等于1，不同負(fù)載情況下，LLC-DCT的輸出電壓不變。由于諧振元件參數(shù)存在離散性（諧振高壓瓷片電容容值差異約±5%，平面電感感值差異約為±5%），實(shí)際本征諧振頻率范圍0.952fr≤fr-real≤1.052fr。考慮電源模塊批量化生產(chǎn)需要，需要通過頻率設(shè)置余量，確保電源模塊都工作在同一個(gè)模式下，簡化電路拓?fù)浜万?qū)動(dòng)時(shí)序設(shè)計(jì)，提高可靠性。LLC-DCT諧振點(diǎn)fr附近存在兩個(gè)工作區(qū)：fs＞fr工作區(qū) 1；fs＜fr工作區(qū) 2，工作在兩種不同的工作狀態(tài)，主要區(qū)別為次級(jí)整流電路的不同工作模式。

LLC-DCT次級(jí)整流管考慮輸出電流的大小和輸出電壓高低，有兩種選擇：肖特基整流管和同步整流管。在高輸出電流情況下選擇低導(dǎo)通電阻的SR整流管作為次級(jí)整流管可以進(jìn)一步提高效率。由于沒有輸出電感，SR整流管驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)序不同于普通半橋電路的同步整流驅(qū)動(dòng)。通常設(shè)計(jì)使用專用電流型同步整流芯片驅(qū)動(dòng)SR整流管，但電路復(fù)雜。為了簡化電源設(shè)計(jì)，利用初級(jí)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)直接放大驅(qū)動(dòng)SR整流管。

由于LLC-DCT不同工作區(qū)初級(jí)開關(guān)管和次級(jí)整流管工作狀態(tài)不同的特性，需要對(duì)不同工作區(qū)內(nèi)LLC-DCT次級(jí)SR整流管工作狀態(tài)進(jìn)行分析，確定實(shí)際工作區(qū)間。LLC-DCT工作在工作區(qū)2的LLC-DCT初級(jí)開關(guān)管關(guān)斷前，流經(jīng)變壓器初級(jí)的電流等于變壓器勵(lì)磁電流，變壓器不再向次級(jí)傳遞能量，如圖5所示。此時(shí)次級(jí)SR整流管電流為DCM狀態(tài)，由于此刻整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)寬于實(shí)際SR整流管中的電流信號(hào)，SR整流管會(huì)出現(xiàn)反向電流尖峰，此刻電路次級(jí)存在較大損耗，并且增加SR整流管的電流應(yīng)力，如圖6所示。當(dāng)SR整流管中電流Is-reverse反向時(shí)，變壓器原邊感應(yīng)出反向電流Ip-reverse。當(dāng)反向電流Ip-reverse高于開關(guān)管V2的ZVS抽流電流Im時(shí)，回路中電流為零，諧振腔電流不能給V2管寄生電容放電，開關(guān)管V2不能實(shí)現(xiàn)ZVS如圖5所示。開關(guān)管的硬開通增加了原邊橋臂直通的可能，降低了變換器的可靠性。

LLC-DCT工作在工作區(qū)1，此時(shí)前級(jí)開關(guān)管帶電流關(guān)斷，流經(jīng)變壓器的電流值大于變壓器勵(lì)磁電流，變壓器繼續(xù)向次級(jí)傳遞能量如圖7所示，次級(jí)MOS管工作在帶電流關(guān)斷狀態(tài)，沒有反向電流尖峰。當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為零后，電流流向由MOS管改為體二極管，損耗主要為體二極管的反向恢復(fù)損耗，如圖8所示。由于設(shè)計(jì)工作點(diǎn)靠近諧振點(diǎn)fr附近，LLC-DCT初級(jí)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)刻，流經(jīng)變壓器初級(jí)的電流接近變壓器勵(lì)磁電流，此時(shí)次級(jí)整流管中電流很小，次級(jí)整流反向恢復(fù)損耗很小。

4 樣機(jī)測(cè)試

基于LLC-DCT母線變換器，結(jié)合收/發(fā)模塊的實(shí)際負(fù)載特性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)收/發(fā)模塊電源，使用通用PWM控制器產(chǎn)生PWM信號(hào)，初級(jí)開關(guān)管采用隔離變壓器驅(qū)動(dòng)，同時(shí)PWM信號(hào)同時(shí)送至低壓驅(qū)動(dòng)器，經(jīng)放大后直接驅(qū)動(dòng)次級(jí)SR整流管。LLC-DCT母線變換器后級(jí)接兩路BUCK同步整流電路。設(shè)計(jì)LLC-DCT的LC諧振頻率fr為250kHz，為了降低印制板層數(shù)，將變壓器初級(jí)印制線圈線圈獨(dú)立置于次級(jí)線圈一側(cè)，通過調(diào)節(jié)變壓器氣隙，測(cè)得平面變壓器勵(lì)磁電感120μH，漏感2.8μH，外接諧振電感15μH，此時(shí)諧振電感為17.8μH，諧振電容選用22nF。為了抵消器件離散參數(shù)的影響，設(shè)計(jì)實(shí)際工作頻率280kHz，LLC-DCT母線變換器工作在工作區(qū)1內(nèi)，初級(jí)電流ILr波形如圖9所示，初級(jí)開關(guān)管關(guān)斷電流接近變壓器勵(lì)磁電流。

LLC-DCT母線變換器的效率如圖10所示，隨著負(fù)載電流增大，SR同步整流電流較肖特基整流電流效率有所提升。收/發(fā)模塊電源測(cè)試數(shù)據(jù)如下表所示，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

5 結(jié)語

通過樣機(jī)試制，并結(jié)合電子負(fù)載測(cè)試，主要技術(shù)指標(biāo)滿足相關(guān)設(shè)計(jì)需求。試驗(yàn)證明工作在工作區(qū)1內(nèi)的SR同步整流LLC-DCT保證初級(jí)開關(guān)管ZVS的同時(shí)，進(jìn)一步降低后級(jí)整流導(dǎo)通損耗，提高了整機(jī)效率。電源模塊最終配合收/發(fā)模塊進(jìn)行測(cè)試，證明相關(guān)技術(shù)指標(biāo)和可靠性滿足收/發(fā)模塊的工作要求。

表2 樣機(jī)測(cè)試數(shù)據(jù)