基于STM32F334雙向同步整流BUCK—BOOST數字電源設計

牟健 何波賢 梅杰 丁少娜

摘要：本設計中采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓撲，基于STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4 MCU構建能量實現的雙向流動，并能在同一方向實現升降壓功能的數字電源。

關鍵詞：STM32F334；雙向同步整流；數字電源

DOI：

10.3969/j.issn.1005-5517.2018.8.012

O 引言

隨著不可再生資源的日益減少，人們對新型清潔能源的需求增加，促進了諸如太陽能發電、風力發電、微電網行業的發展，在這些行業產品中需要能量的存儲釋放以及能量的雙向流動，比如太陽能、風力發出的電需要升壓逆變之后才能接入電網，而對于電池或者超級電容的充放電需要系統能夠具備升壓和降壓的功能，為了確保電能轉換的安全性以及穩定性，因此急需設計一款變換器，不僅能實現能量的雙向流動，還能在同一方向實現升降壓功能。

實現能量雙向流動功能整流驅動電路拓撲有很多種，雙向DC-DC變換器一般可以通過用MOS管代替經典拓撲電路中整流二極管得到新的拓撲，例如雙向Cuk電路、Sepic電路、Zeta電路等，其中雙向Cuk電路需要多個電感，輸出負電壓，輸出的電流較小；而Sepic電路有非常復雜的控制環路特性，且效率低；Zeta電路是雙Sepic電路，要求更高的輸入電壓紋波、大容量的飛跨電容。本系統設計采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓撲，并采用STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4MCU構建數字電源，其不僅嵌入浮點單元（FPU），集成高分辨率的定時器（達217 ps）和兩個超高速5 Msps（0.2Us）12位模數轉換器（ADC），對電路的輸出電壓電流同步測量，還構建實時的雙閉環PID控制，實時跟蹤輸出電壓，減少系統的穩定誤差。

1 雙向同步整流BUCK-BOOST變換器原理

雙向同步整流BUCK-BOOST電路拓撲是由同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯而成，雙向同步整流BUCK-BOOST電路在同一方向上實現了升降壓功能。它的原理由經典BUCK電路和經典BOOST電路演化而來，在經典的BUCK電路、BOOST電路中由于整流二極管存在較大壓降，在整流二極管上存在較大損耗；而雙向同步整流BUCK-BOOST電路中利用MOS管代替電路中的整流二極管，由于MOS管開通時MOS管上的壓降相對較低，能夠顯著提高電源的效率如圖1所示。

雙向同步整流BUCK-BOOST電路由同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯而成，根據BUCK電路電壓增益公式：

其中DBU定義為BUCK電路的占空比，對應圖1中MOS管Ql的占空比，DBO定義為BOOST電路的占空比，對應本設計中MOS管Q4的占空比。其中Ql和Q2是一對互補導通MOS管，Q3和Q4是一對互導通MOS管。雙向同步整流BUCK-BOOST電路根據輸入輸出的電壓關系將電路工作狀態分為降壓區、升壓區和降壓一升壓區；當輸出電壓顯著小于輸入電壓時，電路工作在降壓區，此時Ql和Q2互補導通，Q4常關Q3常通，電路等效于同步BUCK電路：實際應用中由于MOS管驅動采用自舉升壓的方式，Q4不能始終截止，否則當Q3的自舉電容能量損耗完時，Q3將截止；為驅動Q3，Q4必須導通一小段時間為Q3的自舉電容充電以驅動Q3。因此在實際控制中可將Q4的占空比固定設為0.5（即DBO可根據實際情況調整），而Ql的占空比DBU可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在降壓區。當輸出電壓顯著大于輸入電壓時，電路工作在升壓區，等效于同步BOOST電路，和電路工作在降壓區的情況類似，Q2不能始終截止，需要導通一小段時間為Ql的自舉電容充電，因此在實際控制中可將Ql的占空比DBU固定設置為0.95（可根據實際情況調整），而Q4的占空比可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在升壓區。當輸出電壓和輸入電壓接近時，電路工作在降壓一升壓區，即在一個周期內一段時間按降壓方式工作，一段時間按升壓方式工作。雙向同步整流BUCK-BOOST電路MOS管開關狀態主要有如圖2所示三種狀態。

當MOS管在A、B狀態之間切換時，電路工作在降壓模式；當MOS管在B、C狀態之間切換時，電路工作在升壓模式：當MOS管按照狀態A-B-C-B-A的順序卻換時，電路工作在降壓一升壓模式。如圖8所示為電路工作在降壓一升壓模式時的驅動波形和電感電流波形。

在to-tl階段電路處于狀態B，此時Ql、Q3導通，Q2、Q4截止：

當Uⁱ>U⁰時，電感電流增大；

當Uⁱ0

2.1 BUCK-BOOST主電路設計

如圖2所示為BUCK-BOOST主電路圖，BUCK模式需要電感大小：

由于該電路雙向對稱，所以輸入電容和輸出電容需要相同容量。假設輸出紋波電壓為：

AU⁰=48*0.5%=0.24V

（6）

由于貼片陶瓷電容的ESR較小，單個貼片陶瓷電容ESR大概10 m，采樣多個貼片陶瓷電容并聯ESR就變小了，可以忽落不計，只計算電容充電引起的電容紋波。

所需電容容值：

輸入輸出電容要大于5.2μF；本設計中采用8顆2.2“F的陶瓷電容并聯總容量17.6μF。MOS管采用英飛凌型號為BSC060N10NS3G，耐壓達100 V，最大可持續通過90 A電流，最小導通電阻6m，而本設計中最高電壓為48 V遠低于MOS管耐壓：最大峰值電流為10 A遠低于MOS管最大持續電流。

2.2 驅動電路設計

如圖5所示，MOS管驅動器采用TI具有獨立的高側和低側驅動的半橋驅動芯片UCC27211，該芯片內部集成自舉二極管，外部需要連接自舉電容，采用自舉升壓的方式驅動高側MOS管：自舉電容選取0.47 μ F，芯片驅動電流峰值高達4A，最大引導電壓直流120 V：在PWM信號輸入引腳加10 kΩ的下拉電阻，防止PWM信號輸入開路或高阻時MOS誤動作：MOS管驅動電阻采用2Ω，芯片內部不帶有死區功能，為防止上下橋臂通時導通，需要在軟件上實現死區功能。

2.3 輔助電源設計

如圖6所示，輔助電源通過二極管隔離從BUCK-BOOST電路的輸入端和輸出端取電，經過XL7005A變換產生直流12 V，在通過AMS1117-3.3變換產生3.3V、A3.3 V兩路電源：直流12 V為驅動芯片供電以驅動MOS工作：直流3.3 V、A3.3 V為STM32F334和運放供電。

2.4 信號調理電路設計

①輸入輸出電壓檢測

輸入輸出電壓通過運放TLV2374采用差分電路將輸出電壓按比例縮小至ADC能夠采樣的范圍，再使用ADC采樣，軟件解算出輸出電壓。輸入電壓采樣是通過F334內部運放按比例縮小再送到ADC進行采樣的，具體電路如圖7所示。輸出電壓檢測電路如圖11所示。

②輸出電流檢測

輸出電流檢測電路通過運放TLV2374采樣差分放大電路實現；采樣電阻放在低端，若采樣電阻放在高端，會有較大的共模電壓使采樣電流不準確，采樣電阻為10m，由于采樣電阻較小，采樣電阻上的壓降較小，不利于直接采樣，需要放大后再采樣：由于本設計中電流雙向流動有正有負，MCU不能采樣負電壓，所以需要一個基準電壓將放大后的負電壓抬升至正電壓供MCU采樣；基準電壓用3.3 V通過1：1電阻分壓產生1.65 V，經TLV2374組成的電壓跟隨器輸出1.65 V供電路使用，如圖9所示，輸出電流檢測電路如圖8所示。2.5 F334主控電路設計

基于STM32F334引腳名稱及其屬性如表1所示。

3 系統軟件設計

本設計中采用電壓控制模式，即通過采樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產生誤差信號，將誤差輸入PID算法計算出所需占空比，通過改變占空比來達到穩壓輸出的目的。圖10是軟件流程圖，在定時器3的中斷程序里進行PID運算和更新占空比，PID算法分為增量式和位置式。

4 結論

通過系統測試，輸入電壓范圍：12～64 V，而輸出電壓范圍：5～60 V，其中輸出的電壓穩定度為5%，輸出紋波：50mV RMS，輸出額定電流5A，最大輸出電流6.5 A，功率達240 W，并且具備輸入欠壓、過壓保護、輸出過壓、過流保護等保護功能，經過測試該設計滿足車載電源、太陽能轉換器、電池充放電系統DC/DC轉換的要求。

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