微電網模擬系統

林俊宏 鄢義洋 楊光

摘要：系統采用三相半橋拓撲，以STM32F407ZET6單片機為主從控制器，主控制器在dq坐標下進行控制實現三相穩壓輸出，從控制器采用主從均流控制實現兩臺三相逆變器的電流分配，采用三相同步鎖相環（SRP-PLL）。逆變器單獨工作時，輸出交流母線電壓為24.01 V，頻率為49.99 Hz，總諧波畸變率為1.63%，系統整體效率為92.33%，負載調整率為0.12%。逆變器并聯工作時，系統實現了兩臺逆變器輸出功率比可調，輸出線電流折算值誤差最大值為0.06 A，并聯工作負載調整率為0.21%。此外，系統具有友好的人機交互界面、輸入欠壓及過壓保護功能。

關鍵詞：三相逆變器；主從均流；SPF-PLL

DOI：

10.3969/j.issn.1005-5517.2018.8.010

1 系統方案論證

1.1 比較與選擇

1.1.1 主拓撲方案選擇

方案一：三相半橋拓撲。由三個半橋組成，半橋橋臂輸出經LC濾波可實現三相逆變，輸出交流電壓幅值僅為母線電壓的一半，對直流電壓利用率不高，但控制策略與電路結構均較簡單。

方案二：三相全橋拓撲。由三個全橋組成，在相同輸入電壓條件下，輸出交流電壓幅值較半橋電路較高。但電路結構與控制策略均較復雜。

綜上所述，為了盡可能地減小系統的復雜度，選擇方案一。

1.1.2 均流控制方案選擇

方案一：主從控制。主逆變器實現穩壓輸出，從逆變器實現恒流輸出，整體輸出實現均流，無法實現獨立控制，主逆變器崩潰則整個系統崩潰，但控制策略簡單，控制精度高，負載調整率好。

方案二：雙環控制。系統通過調節外電壓環獲得各逆變器電流基準值，據此進行Pl調節實現均流輸出，系統可靠性高，但控制相對復雜。

綜上所述，為了實現較好的負載調整率，選擇方案—。

1.2 系統方案描述

系統由主電路、驅動電路、測量電路、輔助電源電路、控制電路與顯示電路組成。主電路采用三相半橋電路，實現三相DC/AC變換，測量電路實現了三相電壓電流的測量。系統總體方案如圖1所示。

2 理論分析與計算

2.1 提高效率的方法

系統主要的效率損耗包括開關管的開關損耗與導通損耗，電容等效串聯電阻的損耗以及電感的銅損與鐵損等。據此，可選擇合適的開關頻率，當開關頻率增大，可減小濾波器體積，但增加了開關管的開關損耗，折衷考慮，選擇開關頻率為50 kHz；選擇開關管時，低導通電阻可減少導通損耗，柵極電容較小可減少驅動損耗，折衷考慮，選擇導通電阻與柵極電容適中的開關管；選擇等效串聯電阻較小的CBB電容作為輸出電容，且多個并聯，可降低輸出電容的等效串聯電阻；選擇鐵氧體材料磁芯，鐵氧體材料電阻率較高，可有效降低電感渦流損耗。

2.2 同時運行模式控制策略

2.2.1 dq旋轉坐標系下的穩壓策略

當三相逆變器輸出電壓幅值為UM的對稱三相電壓時，通過轉換矩陣可將輸出電壓從三相abc靜止坐標系變換到兩極性同步旋轉坐標系下的變量，此時可得： 在三相對稱穩態時，dq坐標系下的d軸分量數值與輸出電壓幅值相等，而q軸分量為0。據此，主控制器在dq坐標系下進行電壓單環控制實現輸出穩壓。

2.2.2 基于主從控制的均流策略

系統采用主從控制策略實現兩逆變器并聯均流。系統控制主逆變器使其工作于穩壓模式，控制從逆變器工作于恒電流模式，實現主從逆變器的輸出均流。 從控制器通過P J調節調整兩相旋轉坐標系下的角頻率ω，實現輸出電壓q軸分量為0，實現PLL鎖相環。PLL鎖相環實現兩臺逆變器輸出電壓同步，并依據主逆變器輸出電流，給定從逆變器的電流指令，采用Pl調節控制從逆變器的輸出電流，實現電流分配。主、從控制器控制框圖分別如圖2和3所示。

3 電路與程序設計

3.1 主電路與器件選擇

3.1.1 開關管選型

系統額定輸出線電壓Uo=24 V，系統主電路采用三相半橋逆變，最大輸出交流幅值為直流母線電壓的一半，故直流母線電壓至少為38.2 V，留取一定的裕量，開關管耐壓須大于50V。單逆變器運行時，最大輸出電流為2A。故開關管選擇Fairchild公司生產的NTD3055，最大漏源電壓V^DS=60 V，最大漏極電流/D=9 A，可滿足電壓電流應力需求。

3.1.2 濾波器參數設計

（1）濾波電感設計。取電感電流紋波為平均電感電流的0.2，為保證電感電流不斷流，由伏秒平衡：

式中，V^S是系統穩定時的最大輸入電壓，其值選擇為50 V，V^O為額定輸出線電壓24 V，T為開關周期，取10μS。代人參數計算，L=650μH。由于系統主電路為三相半橋逆變結構，故每線電壓濾波電感為兩個半橋橋臂電感感值之和，故實際選擇的三個電感感值為350μ H。

（2）濾波電容設計。設計LC濾波器截止頻率為開關頻率f^s的10%，可獲得較好的濾波效果，根據公式：

代入參數計算C≥1.5μF，由于三相半橋逆變結構，每相濾波電容實際選取容值為4.7μF，等效串聯電阻小，且高頻特性好的CBB電容。

3.2 控制電路與控制程序

控制電路分為主從控制器兩部分。主控制器工作在穩壓控制模式，系統使用互感器測量兩相線電壓，經dq坐標變換與Pl調節算法實現輸出幅值穩定的對稱三相電壓。從控制器工作于穩流控制模式，在PLL鎖相環獲取交流母線電壓相位后，通過Pl調節算法調節輸出電流同頻同相并實現兩逆變器的均流。主、從控制器的程序流程圖分別如圖4與圖5所示。

3.3 電壓電流測量電路

交流電壓測量電路使用TVA1421-01型互感器測量AB、BC交流相電壓，由于控制器僅能采集0—3.3 V的電壓，故需要對互感器輸出信號增加直流偏置，實際電路如圖6所示，使用TL431基準電源產生2.5 V基準電源，經電阻分壓獲得1.6 V基準電壓接在+VREF。根據互感器的應用手冊，互感器原邊輸入電流需要小于6 mA，根據互感器原邊輸入電壓24 V，故設計電阻Ri=4.7 kΩ，設計輸出電阻RL=150 Ω。

交流電流測量電路如圖7所示，使用ACS712-05B霍爾傳感器芯片，最大可測量電流5A，由于本題最大線電流為2A，電流峰值為2.83 A，可滿足題設要求，且抗干擾能力強，測量精度高，VIOUT引腳信號為一直流偏置為0.5倍VCC的交流信號，將該信號傳輸至ADC引腳。由于電壓電流存在相位問題，在實際制作電路時需注意電壓電流相位關系。FILTER引腳接入1 nF（數據手冊推薦取值）瓷片電容與芯片內部集成電阻形成RC低通濾波器，減小高頻噪聲對信號的影響，但若該電容取值過大，雖然提高了抗干擾能力，但引入了額外的相移，且該傳感器芯片在實際交流測量時也會存在相移問題，故對相位有一定要求的場合如功率因數測量時，不推薦該方案。

3.4 驅動電路設計

由于系統主電路采用三相半橋拓撲，故使用半橋驅動電路即可，驅動電路使用了IR2110半橋驅動電路，實際電路如圖8所示。圖中電容為半橋自舉電容，其取值與MOSFET的輸入電容有關，耐壓需要超過VCC引腳上的電壓，一般選擇MLCC，其高頻性能較好，二極管為USIM，反向耐壓值為1000 V的肖特基二極管，由于自舉電路的工作特點，其反向耐壓值一般需要超過半橋直流母線電壓+V_DC，且為快恢復二極管。

4 測試方案與測試結果

4.1 測試方案及測試條件

4.1.1 測試方案

（1）啟動逆變器1，調節輸入電壓為50V，調節負載，使負載線電流，。為2A，使用鉗形功率計測量各線電壓有效值、頻率與交流母線電壓諧波畸變率。萬用表測量輸入電壓電流以及三相輸出線電壓與相電流，并計算系統效率。

（2）調節負載，使負載線電流在O～2 A范圍內變化，計算負載調整率。

（3）啟動逆變器2，調節負載使負載線電流，o為3A，測量逆變器1與逆變器2的線電流，并測量負載線電壓頻率。

（4）調節負載使負載線電流/o在1—3 A范圍內變化，測量逆變器1與逆變器2的線電流，計算絕對誤差與負載調整率。

（5）設定兩臺逆變器的功率比，測量逆變器1與逆變器2的線電流，計算絕對誤差。

4.1.2 測試儀器

數字存儲示波器Tektronix TDS1002：數字萬用表U3402A；鉗形功率計Hioki31 69-21。

4.2 測試結果及其完整性

4.2.1 輸出線電壓與THD測試

測試條件：啟動逆變器1，調節輸入電壓為50V，調節負載使負載線電流，。為2A，使用鉗形功率計測量輸出線電壓有效值、頻率與諧波畸變率。

4.2.2 逆變器效率測試

測試條件：調節負載使負載線電流/o為2A，使用萬用表測量輸入電壓電流并測量三相線電壓電流，計算逆變器1效率。

4.2.3 負載調整率測試

測試條件：調節負載電流在0～2 A內變化，測量輸出電壓，計算負載調整率。

4.2.4 并聯輸出測試

測試條件：啟動逆變器2，調整負載電流/o為3A，使用萬用表測量逆變器1與逆變器2的三相輸出電流，并測量負載電流與輸出電壓頻率。

逆變器1和逆變器2能同時向負載輸出功率，輸出電壓頻率滿足題設要求。

4.2.5 并聯負載調整率測試

測試條件：調整負載電流在1—3 A內變化，使用萬用表測量兩臺逆變器的輸出電流與負載電流，并計算誤差，測量輸出電壓，計算負載調整率。

4.2.6 分流比設定測試

測試條件：設定逆變器1與逆變器2分流比為K，調整負載電流在1—3 A范圍內變化，使用萬用表測量兩臺逆變器的輸出電流與負載電流，并計算誤差。

經過測試，當負載電流在1—3 A范圍內變化時，逆變器1與逆變器2分流比可在1：2—2：1間可調，最大誤差電流為0.069 A，達到題設要求。

4.3 測試結果分析

據以上測試結果，本系統很好的完成了題設要求，逆變器1工作時，輸出線電壓24 V，頻率49.99 Hz，負載電流為2A時，系統效率可達92.33%，交流母線畸變率僅為1.63%，負載調整率為0.12%。逆變器1與逆變器2并聯時，負載調整率僅為0.21%，負載電流在1—3A范圍內變化時，均流比可調且最大絕對誤差僅為0.08A。

5 結論

系統采用三相半橋拓撲，主控制器采用dq坐標變換實現三相穩壓輸出，從控制器采用主從控制法實現兩臺三相逆變器的并聯均流，實現了微電網模擬。逆變器1工作時，輸出交流母線電壓頻率為50.00 Hz，總諧波畸變率僅為1.63%，系統整體效率可達92.33%，負載調整率為0.12%。逆變器并聯工作時，系統實現了兩臺逆變器輸出功率比可調，最大絕對誤差僅為0.06 A，負載調整率僅為0.21%。

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