星間高速激光通信解調(diào)器并行結(jié)構(gòu)設計

郭琦康 ，李國通 ，張 軍 ，馮 磊

（1.中國科學院上海微系統(tǒng)與信息技術研究所，上海200050；2.上海微小衛(wèi)星工程中心上海201203；3.上海科技大學信息學院，上海201210；4.中國科學院大學北京100049）

隨著通信技術、多媒體業(yè)務的快速發(fā)展以及航空航天技術的進步，社會對信息的需求量也越來越大，每個行業(yè)領域都對通信傳輸速率及信息量提出了越來越高的要求。衛(wèi)星通信技術作為其中關鍵的一環(huán)，對其傳輸信息量與實時性的要求也日益提高，對數(shù)據(jù)率的要求已經(jīng)向數(shù)Gbps發(fā)展，傳統(tǒng)的微波通信數(shù)據(jù)傳輸率已不再滿足未來的信息高速化。而衛(wèi)星激光通信相比于微波通信優(yōu)勢明顯，體現(xiàn)在其通信速率高，沒有頻率干擾，抗干擾能力強，不易被截獲，并且其終端設備質(zhì)量輕、體積小、功耗低而且通信距離更遠。因此各個國家都在積極的推進衛(wèi)星激光通信技術研究[1-4]。

調(diào)制解調(diào)技術是衛(wèi)星激光高速通信的核心技術之一，為了保證其高速率通信信息傳輸?shù)目煽啃裕瑢Ω咝阅艿恼{(diào)制解調(diào)提出了新的要求。隨著數(shù)字IC的不斷發(fā)展，數(shù)字調(diào)制解調(diào)器得到了越來越廣泛的應用[5]。但現(xiàn)有的數(shù)字解調(diào)器符號速率基本都限制在數(shù)字芯片的最高處理速度，如果采用傳統(tǒng)的串行的數(shù)字解調(diào)技術難以突破主時鐘頻率的限制達到Gbps。為了進一步提高數(shù)字解調(diào)器的解調(diào)速率，用并行化思想將高速率數(shù)據(jù)經(jīng)多路分流到各個支路，采用并行結(jié)構(gòu)[6-8]降低處理速率。

APRX[9]結(jié)構(gòu)是基于頻域相乘等價于時域卷積思想，通過DFT在頻域?qū)崿F(xiàn)低通和匹配濾波的頻域并行結(jié)構(gòu)。文中基于APRX結(jié)構(gòu)對高速率數(shù)據(jù)正交數(shù)字下變頻、頻域匹配濾波等解調(diào)步驟的并行處理進行了研究，同時針對該并行處理計算進行了優(yōu)化，以減少硬件資源消耗，便于硬件實現(xiàn)。

1 高速并行解調(diào)器

數(shù)字衛(wèi)星通信和數(shù)字無線通信信道是典型的帶寬受限信道，由文獻可知，MPSK調(diào)制在抗干擾能力和頻帶利用率方面都優(yōu)于MASK和MFSK調(diào)制，因此數(shù)字衛(wèi)星和無線通信都廣泛使用MPSK調(diào)制[10]，從最初的BPSK到QPSK，再到8PSK，目前投入使用的高速通信接收機多采用QPSK調(diào)制。但隨著高速通信系統(tǒng)對傳輸速率和傳輸帶寬要求的不斷提高，現(xiàn)如今MQAM、MAPSK等更高階調(diào)制得到了越來越多的研究與應用。本文選擇了QPSK調(diào)制、32路并行方式，較好的兼顧傳輸速率和誤碼率性能。

高速解調(diào)器并行結(jié)構(gòu)的設計流程如圖1所示，整個解調(diào)器由下變頻器、ADC、串轉(zhuǎn)并模塊、正交數(shù)字下變頻[11]、DFT、頻域匹配濾波、IDFT、同步模塊組成。具體工作過程是：低中頻信號數(shù)據(jù)流經(jīng)過高速ADC的4倍采樣后，并行FIFO將4路數(shù)據(jù)以1：8串并轉(zhuǎn)換為32路數(shù)據(jù)，再將32路數(shù)據(jù)進行正交數(shù)字下變頻。由于DFT后的頻域相乘操作是循環(huán)卷積過程，因此采用重疊保留法即緩存上一次操作32路數(shù)據(jù)得到64路數(shù)據(jù)以求正確的線性卷積操作值[12]。然后經(jīng)過DFT后在頻域進行匹配濾波即簡單的相乘操作，再經(jīng)過IDFT通過同步操作后得到解調(diào)后的并行數(shù)據(jù)，最后通過并串轉(zhuǎn)換模塊采樣后即能得到串行的解調(diào)數(shù)據(jù)流。匹配濾波器的長度為33，DFT點數(shù)為33-1+32=64點。

圖1 高速解調(diào)器并行結(jié)構(gòu)框圖

2 并行模塊化設計與優(yōu)化

2.1 免混頻正交數(shù)字下變頻

對于中頻解調(diào)結(jié)構(gòu)，如果還采用低通采樣定理確定ADC采樣率fs，要求的采樣率過大硬件將沒法滿足。根據(jù)帶通采樣定理，可以用較低的采樣速率對中頻信號進行無失真采樣[13]，當采用fc=Rs,fs=4Rs時，在不考慮頻偏情況下，假使我們接收到的中頻信號為：

式（1）中的I(t),Q(t)分別是接收信號的I、Q分量，則經(jīng)過采樣后的信號為：

由式（2）可知，經(jīng)過4倍采樣后得到的信號已經(jīng)是I、Q兩路交替的基帶信號，再對采樣后的信號進行部分取反、奇偶分路抽取插零即可得到免混頻數(shù)字下變頻后的I、Q兩路信號，即I(n)=[I(0),0,I(2),…]，Q(n)=[0,Q(1),0,Q(3),…]。由此可知該方案中無需進行混頻數(shù)字正交下變頻，省略了混頻這一步一直需要計算的步驟。

2.2 頻域匹配濾波器

在經(jīng)過免混頻正交數(shù)字下變頻后，再經(jīng)過重疊保留法數(shù)據(jù)重排后，每一次得到I（奇數(shù)點）、Q（偶數(shù)點）兩路相互交替的64點數(shù)據(jù)，該數(shù)據(jù)進入DFT模塊做64點DFT時，64點DFT/IDFT可以通過基-4FFT/IFFT算法以較少計算量快速實現(xiàn)[14]。64點DFT公式：

可以令

則式（3）可以表示為：

由上式可知，64點的基-4FFT可分解為三級基本運算。基本運算單元4點FFT蝶形單元如圖2所示。

圖2 4點FFT蝶形運算流圖

做I路（Q路）DFT時，由于偶數(shù)路（奇數(shù)路）數(shù)據(jù)全為0，等價于在由輸入的I、Q奇偶混合數(shù)據(jù)做FFT時，在第三級蝶形運算時只計算其中的第一級加法[15]。因此第三級蝶形運算將奇數(shù)路（1，3，…）的數(shù)相加即可得到I路64點FFT結(jié)果，偶數(shù)路（2，4，…）數(shù)相加即可得到Q路64點FFT結(jié)果。在此過程中，I、Q兩路各64點的FFT運算優(yōu)化為一路的64點FFT運算，節(jié)省計算復雜度，但并不影響最終結(jié)果。

由于匹配濾波器是N1=33點奇數(shù)點的偶對稱FIR濾波器，具有線性相位特性[13]，其中DFT點數(shù)為N：

由DFT性質(zhì)可知：

由式（8）可知N1=33,N=64時，可以利用H?(k)=ejπk/2H(k) 來替換復數(shù)的H(k)做匹配濾波計算，最后做IDFT時取中間32點作為輸出結(jié)果即可。由于H?(k)都是實數(shù)，因此該運算可由原先的復數(shù)相乘運算簡化為實數(shù)與復數(shù)相乘運算，節(jié)約了至少13運算復雜度。

圖3 頻域匹配濾波簡化實現(xiàn)

1）對免混頻數(shù)字下變頻和重疊保留法得到的64點數(shù)據(jù)，做改動的DFT變換，得到頻域I、Q各64點信號；

2）對匹配濾波器h(n)計算其線性相位的64點DFT變換

3）簡化的頻域匹配濾波如式（9）：

4）對濾波結(jié)果做IDFT得到I、Q各64點，取中間32點輸出，對I、Q兩路的數(shù)據(jù)按符號峰值點1：4抽取得到解調(diào)數(shù)據(jù)。

3 仿真實驗

通過上述分析可知，該架構(gòu)下對數(shù)字正交下變頻、DFT/IDFT和頻域匹配濾波做了計算優(yōu)化，在matlab上對以上構(gòu)架流程做如下參數(shù)仿真：調(diào)制方式為QPSK，匹配濾波器采用延時為4，α=0.5[16]的33點根號升余弦函數(shù)濾波器，其中信號與采樣參數(shù)為fc=Rs=600 MHz,fs=4Rs=2.4 GHz。

在不考慮定時誤差和頻偏誤差情況下，仿真得到的解調(diào)后星座圖如圖4所示，誤碼率曲線與理論曲線的對比如圖5所示。

圖4 信號解調(diào)后星座圖

由圖可以看出，在無定時誤差和頻偏誤差情況下該高速解調(diào)器并行結(jié)構(gòu)優(yōu)化設計可以解調(diào)得到正確的星座圖，并且其實現(xiàn)結(jié)構(gòu)基本沒性能損失。

圖5 解調(diào)并行結(jié)構(gòu)誤碼率

4 結(jié)束語

文中針對星間激光高速通信，提出了一種基于APRX結(jié)構(gòu)免混頻數(shù)字下變頻、頻域匹配濾波的并行解調(diào)構(gòu)架，并對頻域內(nèi)的計算做了大量簡化，以節(jié)省硬件消耗資源。通過matlab仿真表明，該構(gòu)架可以顯著提高解調(diào)器處理速率并且不影響系統(tǒng)解調(diào)性能。