LLC諧振變換通信電源限流態問題分析

包爾恒

（廣東水利電力職業技術學院，廣東 廣州510925）

0 引 言

在寬范圍輸出電 壓開關 電源設 計中［1，2］，LLC 諧振變換器需要相應寬范圍變化的開關頻率。高變換效率設計中，在特定的諧振電感、勵磁電感和諧振電容取值下［3，4］，需要的開關頻率會更高（頻率－增益特性曲線比較平坦）。LLC諧振變換器在寬電壓范圍輸出特定狀態將工作在開關頻率fs高于諧振頻率fr的模式。該模式下開關管關斷電流不再是勵磁電流而是諧振電流，特定工作條件下開關管有可能在諧振電流峰值處關斷而引發大的開關損耗和高的開關管溫度。本文就該狀態下變換器的工作模態進行分析，測試了關斷電流并提出解決方案。

1 LLC諧振變換器fs＞fr工作模態分析

以某30 A通信電源模塊為例，模塊后級直流－直流變換部分采用半橋LLC諧振變換拓撲（圖1），其輸入為PFC輸出電壓400 VDC，輸出電壓36～58 V可調。本文研究基于NCP1397模擬控制［5］，考慮最高開關頻率的限制，采用限流態電壓低于36 V時關機的方案。

工作頻率fs高于諧振頻率fr時，諧振電流、勵磁電流和諧振電容電壓正方向假設如圖1，電路的工作狀態分析如下。

模態1（t0～t1）：如圖2所示，在t0時刻將Q2關斷，諧振電感電流不能突變，負向諧振電流給下管Q2的結電容C2充電、上管Q1的結電容C1放電，充放電的結果：UC2＝Ui、UC1＝0，上管 Q1的體二極管D1導通續流諧振電感電流。D1導通后，Q1的UDS電壓為零，在諧振電流過零變正之前，驅動開關Q1，可以實現Q1的零電壓開通（ZVS）。當D1導通后，負向諧振電感電流絕對值在輸入電壓的作用下迅速減小，相應副邊整流二極管DR2的電流iDR2迅速減小，在輸出反射電壓nUo的作用下，勵磁電感電流im的絕對值線性增加。

圖1 半橋LLC主電路

圖2 fs＞fr模式工作過程時序

在t1時刻諧振電流ir的絕對值減小到和勵磁電流im的絕對值相等，此時副邊整流二極管DR2電流過零關斷。該模態的電路工作狀態如圖3所示。

圖3 模態1

模態2（t1～t2）：t1時刻，諧振電感電流等于勵磁電感電流。從t1開始，負向諧振電感電流數值上小于負向勵磁電流，從圖4所示勵磁電流和諧振電流方向可知，副邊整流二極管DR2關斷、DR1導通，勵磁電感端電壓被輸出反射電壓箝位為nUo，勵磁電流絕對值大于諧振電流絕對值，其差值為折算到原邊的負載電流。在t2時刻，諧振電流從之前的負方向諧振到零（此時勵磁電流仍為負向）。

圖4 模態2

模態3（t2～t3）：該模態下諧振電流ir過零變正，并以正弦形式流經上管Q1，勵磁電感電流im也是線性上升過零并變正，副邊整流二極管DR1繼續導通，諧振電流和勵磁電流之間的差值折算到副邊為負載電流。在t3時刻，上管Q1關斷，電路工作模式和t0時刻下管Q2關斷時同理。

圖5 模態3

2 分析、實驗及解決措施

2.1 分析與實驗

通過上述的工作模態分析，fs＞fr工作模態下MOSFET關斷電流不再是fs≤fr模態時的勵磁電流，這時關斷電流為諧振電流。隨著輸出電壓的降低開關頻率升高，同時，MOSFET關斷電流增大甚至有可能在諧振峰值電流處關斷，導致開關管關斷損耗大大增加進而引發過高的開關管溫升。圖6為實際測試的某限流點電流波形（Ch1：下管MOSFET驅動波形Ch2：Lr電流波形），開關頻率達到330 kHz，MOSFET關斷電流接近諧振峰值電流，實測該狀態下開關管殼溫接近110℃。在實際產品開發過程中，該狀態開關管溫升往往由于較小的輸出功率而不夠重視。

圖6 限流態開關管電流測試波形

2.2 解決措施

基于上述分析，可采取如圖7所示的控制方案：將輸出特性分為三段，48～58 V輸出電壓段采用恒功率輸出；48～36 V段根據實際測試的開關管溫度，在輸出盡量大的電流下采用一定的電流回縮措施；在36 V以下考慮過高開關頻率的限制和系統工作實際，采取關機方案。

圖7 優化策略簡圖

3 結 論

在通信電源模塊中應用LLC諧振變換器時，在限流態的特定區域，變換器處于開關頻率高于諧振頻率的工作模式，高的開關頻率和大的關斷電流可能引發開關管溫升過高問題。本文在變換器工作模態分析和實驗測試基礎上，提出了實用化解決方案。