14 V輸出DC／DC LLC諧振變換器的研究

萬志華，王建軍，張昊東，譚文華

（北京航天發射技術研究所，北京100076）

0 引 言

隨著石油資源的日益枯竭以及全球氣候的惡化，人類開始尋求更加清潔的替代能源，電能作為一種清潔能源為大家所重視。在這種大環境下，全球各國加大了對電動汽車行業的投入，而發展電動汽車，充電系統是非常重要的環節。充電系統是由多個充電模塊并聯而成，與充電電池直接相連的充電部分主要是DC／DC變換器。

DC／DC變換器是將一種直流電變換為另一種直流電的轉換裝置。隨著電力電子技術的不斷發展，DC／DC變換器正向著高頻化、軟開關、高功率密度的方向發展。本課題針對電動物流車用14 V輸出DC／DC變換器的技術要求，采用LLC技術實現了變換器的高頻軟開關，在減小變換器體積的同時降低了變換器的損耗。同時采用同步整流技術，進一步提高了變換器的效率，最終研制出一款最高效率達到95%以上、額定輸出1.8 kW的DC／DC電源。

1 DC／DC變換器參數設計

1.1 變換器技術指標要求

課題規定的14 V輸出DC／DC變換器的主要技術指標如下：

輸入電壓范圍：280～420 VDC；

額定輸出電壓：14±0.2 VDC；

額定輸出電流：130 A；

峰值輸出電流：150±10 A；

額定輸出功率：1.8 kW；

峰值輸出功率：2.2 kW。

由于變換器輸入電壓的范圍較寬，而采用LLC技術，變換器只能通過調頻控制電源的輸出增益，在此情況下，變換器的增益調節范圍有限，無法實現在如此寬輸入電壓范圍內的穩壓輸出。所以本課題擬采用兩級結構，首先通過一級Boost電路實現對寬范圍輸入的升壓穩壓，設定母線穩壓輸出510 V；然后通過LLC諧振變換最終實現變換器的低壓穩壓輸出。

1.2 LLC諧振變換器工作原理

LLC諧振變換器拓撲結構如圖1所示。圖1是半橋結構的LLC諧振變換器，兩個功率開關管Q1和Q2構成半橋結構，其驅動信號為50%固定占空比的互補信號。實際上，每個開關管的導通時間在一個開關周期內略小于50%，要設置一個死區時間來避免直通。在a、b點間產生一方波電壓作為諧振回路的輸入。電容Cr、串聯電感Lr和變壓器激磁電感Lm構成LLC諧振回路。在變壓器副邊，同步整流管SR1和SR2組成帶中心抽頭的全波整流電路，輸出電壓經輸出電容Co濾波后供負載使用［1］。

對于一個特定參數的LLC諧振變換器，直流增益特性曲線如圖2所示。從圖中可以看出其有兩個諧振點，分別是：

串聯諧振頻點

并聯諧振頻點

圖1 LLC諧振變換電路

圖2 LLC直流增益特性曲線

變換器工作在諧振網絡等效輸入阻抗為感性的區域時，即實現ZVS，對于降低功率開關管的開關損耗更有利，所以變換器只能工作于區域2和區域1。同時，當變換器工作在區域1時，在輕載條件下，負載阻抗遠大于諧振網絡阻抗，幾乎全部的電壓落在負載上，由于其曲線過于平緩，若要對輸出電壓進行調節，頻率變化范圍過大，不利于磁性器件的設計。同時在區域2上，整流二極管斷續，能夠實現ZCS，因此，LLC諧振變換器的最佳工作區域在區域2［2］。

1.3 LLC諧振網絡參數設計

由于LLC諧振變換器為調頻控制，無法實現寬范圍調壓，課題采用兩級結構，首先通過一級Boost電路實現280 V～420 VDC輸入電壓范圍內的升壓穩壓輸出［4］，設定母線電壓輸出為510 V，以下進行LLC諧振參數的設計。

（1）確定變壓器匝比n

根據諧振網絡增益公式：

求得：N＝18.2，考慮整流管壓降，取n＝18。

（2）確定諧振電感系數k

綜合考慮LLC諧振變換的調壓范圍以及磁性器件的設計損耗，k值的選取需作折衷，不能過大也不能過小，一般選取k在5～10之間，本課題選取k＝6。

（3）設計諧振網絡

令

計算滿載時的等效負載阻抗：

根據QFL、fr1和Rac.FL可計算諧振網絡參數［3］：

這樣基本完成了一臺14 V輸出LLC變換器的諧振參數設計。

2 器件設計及選型

2.1 功率開關管

功率開關管采用碳化硅 MOSFET，相比于普通MOSFET，其具有耐高溫、耐高壓、導通電阻小等優點。課題選用美國CREE公司生產的型號為C2M0080120D的新一代SiC功率MOSFET，它可以耐受1 200 V的高壓，且其導通電阻僅為80 mΩ，結溫在100℃情況下的額定導通電流為24 A，滿足功率開關管的指標要求，并留有充足裕量。

2.2 串聯諧振電容

根據諧振參數設計，串聯諧振電容Cr＝95 nF，考慮諧振電容的耐受電壓范圍較大并留有裕量，課題采用兩只廈門法拉C82系列47 nF的薄膜電容并聯使用，其可耐受650 VAC的高電壓，工作損耗小，內部溫升小，滿足器件的選型要求。

2.3 諧振電感的設計

串、并聯諧振電感統一采用東磁生產DMR95材料的PQ32－30型磁芯。根據電感量公式：

式中，la為氣隙長度，取la＝2 mm；N 為線圈匝數；μ0為真空磁導率，且μ0＝4π×10－7；Ae＝155 mm2。

2.4 變壓器設計

主變壓器采用定制磁芯，已知變壓器變比為18：1，取原邊線圈繞組匝數Np＝36，則副邊匝數Ns＝2。

2.5 同步整流MOSFET選型

由于變換器額定電流130 A，為了降低整流損耗，采用通態電阻極低的場效應管（MOSFET）來替代整流二極管。課題選用英飛凌公司生產的型號為IPP020N06N場效應管，其反向耐壓UDS＝60 V，導通電阻RDS＝2 mΩ，額定電流ID＝120 A，采用兩只MOSFET并聯可滿足要求。

這樣，基本完成了變換器主要功率器件的設計選型。

圖3 LLC諧振變換器仿真模型

3 建模與仿真

根據上述參數設計，利用MATLAB／Simulink搭建了LLC諧振變換器仿真模型，并完成了對14 V 130 A輸出開關電源的仿真分析。其仿真模型如圖3所示，仿真波形如圖4～圖7所示。

圖4 功率開關管驅動及串、并聯諧振電感電流波形

圖5 功率開關管ZVS波形

圖6 同步整流管ZCS波形

圖7 輸出電壓波形

從以上仿真波形可以看出，變換器的工作頻率fs＝123 kHz＜fr1，此時變換器工作在區域2。從圖5可以看出功率開關管關斷時電流不為零，且諧振電路呈感性，流過開關管的電流不能突變，因而實現了功率開關管的ZVS（零電壓開通）。同理，同步整流管實現了ZCS，且變換器輸出穩定在14 V左右。

4 試驗驗證

基于上述研究，本課題設計研制了一臺14 V輸出的DC／DC變換器樣機，并對其進行試驗驗證。

首先測試變換器功率開關管的驅動波形，如圖8所示，兩功率開關管驅動信號互補，驅動頻率130 kHz，符合預期設定。且從圖9可以看出，當驅動信號電壓上升時，即功率開關管將要開通時，其漏、源極間電壓下降到0，實現了功率開關管的ZVS。

圖8 功率開關管驅動波形

圖9 功率開關管ZVS波形

而后對變換器的主要性能指標進行測試，測試其在不同負載下的紋波峰峰值如表1。結果表明，變換器的輸出紋波電壓在300 mV以內，達到給蓄電池充電的標準。

表1 不同負載下的紋波大小

測試變換器在不同負載情況下的效率如2所示。

表2 不同負載下的效率

通過表2可以看出，隨著負載的增加，變換器效率逐漸上升，當加到半載左右時，效率達到最大，且其最高效率達到95%以上；而后隨著負載的增加，效率有所下降，但其效率始終維持在92%以上的較高水平。

5 結 論

基于電動物流車DC／DC變換器的應用要求，本課題基于LLC諧振變換技術，通過理論計算與設計仿真，完成了變換器的設計選型，并研制了一臺14 V輸出額定功率1.8 kW的DC／DC變換器。通過對變換器樣機的測試，驗證了LLC諧振變換器功率開關管ZVS的實現，通過紋波測試和效率測試，實現了一臺紋波電壓小于300 mV、最高效率達到95%以上的變換器試驗樣機。