一種基于電流模式的GMR傳感器信號(hào)輸出電路

空軍航空維修技術(shù)學(xué)院 李仲秋

1 引言

在模擬電子線路中，人們習(xí)慣采用電壓作為信號(hào)變量，并通過(guò)處理電壓信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)電路的功能而不是電流作為信號(hào)變量。因此，促進(jìn)了大量電壓模式電路（電壓信號(hào)處理電路）的發(fā)展。但隨著被處理信號(hào)的頻率不斷提高以及電路對(duì)電源電壓要求的不斷降低，近幾十年來(lái)，人們逐漸認(rèn)識(shí)和挖掘出了以電流作為信號(hào)變量的電路在信號(hào)處理中的巨大潛在優(yōu)點(diǎn)，促進(jìn)發(fā)展了電流模式電路。電流模式電路在電壓提供、功率消耗、運(yùn)行速度等方面比電壓模式電路具有更加優(yōu)良的性能，在高頻、高速信號(hào)處理電路的設(shè)計(jì)領(lǐng)域中，電流模式的電路設(shè)計(jì)方法正在取代電壓模式的傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。隨著電流模式電路的應(yīng)用將把模擬集成電路的設(shè)計(jì)與制作發(fā)展到一個(gè)新階段。電流模式電路具有阻抗水平低、速度快、頻帶寬、電源電壓低、功耗小、非線性失真小、動(dòng)態(tài)范圍大等主要性能特點(diǎn)。

巨磁阻（Giant Magnetoresistance（GMR））生物傳感器可以與半導(dǎo)體微電子工藝制備相結(jié)合，使之與微系統(tǒng)芯片直接集成，具有尺寸小等優(yōu)勢(shì)；而且GMR傳感器在工作電壓、工作溫度范圍、靈敏度、可重復(fù)性和抗機(jī)械沖擊、抗震動(dòng)等方面性能優(yōu)異，還可以與主流的IC工藝相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)傳感器與輸出電路的全集成。而由于電流模式電路正常工作的電源電壓可以低至0.3V～1.5V，信號(hào)電流在nA～mA（甚至10pA～mA）數(shù)量級(jí)內(nèi)變化，因此采用電流模式設(shè)計(jì)GMR生物傳感器信號(hào)輸出全集成電路在有效提高集成密度，減小功耗，降低電源電壓具有一定優(yōu)勢(shì)。

目前巨磁阻生物傳感器及其讀出電路的研究和設(shè)計(jì)基本被國(guó)外機(jī)構(gòu)和公司壟斷[1]，產(chǎn)品價(jià)格昂貴。國(guó)內(nèi)關(guān)于此類傳感器前端輸出電路的設(shè)計(jì)與研究還較少。因此探討GMR傳感器相應(yīng)的前端信號(hào)輸出電路，設(shè)計(jì)開發(fā)與之配套的高靈敏度、低成本的小型醫(yī)療檢測(cè)儀，滿足中小醫(yī)療機(jī)構(gòu)、家庭保健以及急診應(yīng)用的需求，具有一定的經(jīng)濟(jì)價(jià)值和社會(huì)意義。

2 GMR傳感器前端信號(hào)輸出電路的設(shè)計(jì)

GMR傳感器專用集成芯片電路由微弱信號(hào)讀出電路[2]和逐次逼近型的模數(shù)轉(zhuǎn)換電路[3]兩大部分組成，電路整體結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

2.1 電路的組成與原理

本次設(shè)計(jì)的GMR傳感器專用集成芯片的前端信號(hào)輸出電路采用了電流模式電路，主要由Bandgap帶隙基準(zhǔn)電源、電流鏡電路、緩沖器buffer、TIA跨阻放大器、SARADC模數(shù)轉(zhuǎn)換電路和DSP模塊組成。帶隙基準(zhǔn)電源的主要功能是產(chǎn)生偏置電壓（300mV），由PM0、PM1和NM0、NM1組成的電流鏡電路的主要功能是給GMR生物傳感器陣列加載300mV偏置電壓[4]，緩沖器buffer的主要作用是降低電流鏡及后級(jí)電路抖動(dòng)對(duì)300mV偏置電壓值的影響，跨阻放大器的主要功能是將GMR陣列轉(zhuǎn)換輸出的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，SARADC模數(shù)轉(zhuǎn)換電路[5][6]的主要功能是將跨阻放大器輸出的電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字碼流，DSP模塊的主要功能是進(jìn)行信息處理。

圖1 GMR傳感器電路整體結(jié)構(gòu)框圖

電路基本原理是：帶隙基準(zhǔn)源提供的300mV偏置電壓通過(guò)PMOS晶體管PM0、PM1和NMOS晶體管NM0、NM1組成的電流鏡電路加載到傳感器陣列上，將GMR傳感器陣列上的等效電阻變化轉(zhuǎn)換為電流變化，跨阻放大器將檢測(cè)電流轉(zhuǎn)換為電壓，并放大至后級(jí)逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器，逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器將檢測(cè)電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字碼流，輸出至DSP進(jìn)行信息處理，完成檢測(cè)。

圖2 帶隙基準(zhǔn)源電路

2.2 帶隙基準(zhǔn)源電路的特點(diǎn)

帶隙基準(zhǔn)源電路[7]由電壓偏置電路、主電路和上電啟動(dòng)電路等組成，如圖2所示。上電啟動(dòng)電路的核心作用是保證帶隙基準(zhǔn)源主電路在上電階段不會(huì)發(fā)生掉電鎖存而進(jìn)入死區(qū)。本上電啟動(dòng)電路由PMOS晶體管PM5、PM6和MOS電容組成，其工作過(guò)程如下：電源電壓為零時(shí)，PM5和PM6的柵極為零，PM5和PM6導(dǎo)通；主電路中的跨導(dǎo)放大器（OTA）是一種將輸入差分電壓轉(zhuǎn)換為輸出電流的放大器，此跨導(dǎo)放大器有一個(gè)額外的電流輸入端，用以控制放大器的跨導(dǎo)；此時(shí)的PM6相當(dāng)于一個(gè)開關(guān)管，形成一條從電源到跨導(dǎo)放大器輸入端的電流通路，當(dāng)電流足夠大時(shí)，跨導(dǎo)放大器進(jìn)入正常工作狀態(tài)。在上電過(guò)程中，PMOS晶體管PM5的柵極也從低電平開始上升，電源通過(guò)PM5對(duì)NMOS晶體管NM1形成的MOS電容進(jìn)行充電；PM6的柵極電壓隨充電而持續(xù)升高，直到電壓絕對(duì)值大于漏源電壓絕對(duì)值時(shí)，PM6截止。MOS電容充電完成，這時(shí)MOS電容上的電壓足以維持跨導(dǎo)放大器的輸入直流偏置電壓，帶隙基準(zhǔn)源進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作。

2.3 電流鏡電路的參數(shù)

PMOS管PM0和NMOS管NM0接成二極管連接形式，與PMOS管PM1和NMOS管NM1組成電流鏡電路，將300mV偏置電壓加載至傳感器陣列，使傳感器陣列上由生物信號(hào)引起的等效電阻變化轉(zhuǎn)換為電流變化，輸出檢測(cè)電流為：

其中Vbias為300mV偏置電壓，Rsensor為傳感器等效電阻。因此只要巨磁阻生物傳感器等效電阻發(fā)生變化，電流鏡就可以通過(guò)300mV偏置電壓，將電阻變化轉(zhuǎn)換為可檢測(cè)的電流變化Idet，輸出至跨阻放大器。該電路僅具有四管結(jié)構(gòu)，魯棒性良好。

圖3 模擬測(cè)試的64＊8電阻陣列

3 GMR傳感器陣列的時(shí)序分析

為了分析確定GMR傳感器陣列的時(shí)序[8]，設(shè)計(jì)了64個(gè)行開關(guān)和8個(gè)列開關(guān)控制的模擬傳感器陣列的64*8電阻陣列，如圖3所示。行和列兩部分電阻組合不同值來(lái)模擬傳感器的電阻變化，8個(gè)列開關(guān)控制的以8k電阻為基礎(chǔ)，500歐為間隔的列電阻分布為8k，8.5k，9k，9.5k，10k，10.5k，11k，11.5k等八列，作為傳感器的電阻基底。64個(gè)行開關(guān)控制的行電阻，最小標(biāo)稱值7.8歐，按7.8歐的間隔依次增大，即7.8歐，15.6歐，23.4歐…..499.2歐，覆蓋8k到12k的變化范圍，使得電阻值具有9bit的分辨率。

在電阻通路上，要保證開關(guān)導(dǎo)通電阻為一個(gè)恒定值，電阻變化僅由傳感器電阻引起。設(shè)計(jì)時(shí)開關(guān)為NMOS開關(guān)，源極接地，避免襯偏效應(yīng)，使襯底和源極同電位，保證導(dǎo)通電阻的恒定。

從圖3的電阻陣列分布分析，8個(gè)列開關(guān)switch1和64個(gè)行開關(guān)switch2的時(shí)序特征如圖4所示：

圖4 模擬64＊8電阻陣列的時(shí)序圖

復(fù)位信號(hào)低電平有效；使能信號(hào)高電平有效，復(fù)位之后，在高電平enable信號(hào)下，當(dāng)?shù)谝粋€(gè)時(shí)鐘上升沿到來(lái)時(shí)，bitline開始遍歷，當(dāng)bitline8出現(xiàn)下降沿時(shí)遍歷完成，標(biāo)識(shí)位stg1置為高電平。其中對(duì)應(yīng)系統(tǒng)時(shí)鐘頻率1MHZ時(shí)switch2開關(guān)對(duì)應(yīng)的每個(gè)高電平脈沖周期為1us。

因?yàn)槊總€(gè)switch2開關(guān)每個(gè)高電平脈沖周期為1us，而switch1列開關(guān)一個(gè)高電平脈沖包含64個(gè)switch2行開關(guān)的高電平脈沖，因此switch1對(duì)應(yīng)的每個(gè)高電平脈沖周期為1*64=64us（相當(dāng)于頻率為15.63KHZ）。而系統(tǒng)遍歷一次為八個(gè)switch1高電平脈沖周期，因此需要的總時(shí)間為64us*8=512us。

圖5 GMR陣列模擬仿真輸出結(jié)果

4 結(jié)果與結(jié)論

對(duì)所設(shè)計(jì)的GMR傳感器前端信號(hào)輸出電路采用SMIC 0.18μm 1P6M厚柵氧CMOS工藝設(shè)計(jì)專用集成芯片的版圖后，在設(shè)定的仿真環(huán)境下（3.3v電源電壓，1MHZ系統(tǒng)時(shí)鐘），按7.8歐的電阻間隔，覆蓋8k到12k的變化范圍對(duì)電阻陣列進(jìn)行掃描，模擬GMR傳感器的檢測(cè)信號(hào)變化，對(duì)前端信號(hào)輸出電路進(jìn)行功能仿真。結(jié)果顯示從218至32連續(xù)輸出數(shù)字碼流，中間無(wú)失碼。如圖5所示。

在設(shè)定1MHz時(shí)鐘頻率的仿真環(huán)境下，輸入400KHz、3V峰峰值的正弦信號(hào)，進(jìn)行FFT頻譜分析，其分析結(jié)果如圖6所示，能實(shí)現(xiàn)63.8dB的動(dòng)態(tài)范圍，7.8bit的有效精度。

圖6 FFT頻譜分析結(jié)果（時(shí)鐘1MHz）