一種應用于單相光伏微型逆變器的電路拓撲分析

嘉興學院機電工程學院 ■ 于攀 傅文珍 王志余 劉春元

0 引言

在當前能源日益緊缺、環境不斷惡化的情況下，光伏發電作為清潔可再生能源的主要利用方式之一，日益受到關注[1-2]。

傳統的光伏并網發電系統主要是將若干光伏組件通過串聯、并聯組成光伏陣列，然后通過大容量逆變器集中將光伏陣列獲得的直流電轉換成交流電，然后并入電網。但這種方式存在發電效率低且可靠性差的問題[3-6]。

為解決上述問題，微型逆變器的概念被提出，即每個光伏組件接入1個并網逆變器，各逆變器之間相互獨立、互不干擾，可以較好的解決因1個逆變器出現故障而導致整個系統出現問題的情況。微型逆變器是光伏并網系統的核心單元，眾多學者對其進行了深入的研究。文獻[7]提出了一種應用于微型逆變器的高增益開關電容變換器，采用交錯并聯的雙直流升壓斬波電路(BOOST)和諧振電容變換器相結合的結構，優點是解決了單個光伏組件輸入電壓低的問題，缺點是沒有隔離。反激變換器由于結構簡單，具有較好的隔離作用，是微型逆變器常用的前級升降壓拓撲結構[8-10]。文獻[11]提出了一種帶功率解耦的反激式光伏微型逆變器，引入功率解耦單元，解決了微型逆變器電容的壽命問題。反激變換器應用到微型逆變器已經非常普遍，但其漏感較大、開關應力引起效率不高等問題依舊是討論的熱點。文獻[12-13]提出采用軟開關的交錯反激式光伏并網逆變器，即引入漏感能量吸收電路，減小開關應力，同時多路交錯，減少了單個變壓器的峰值功率，從而減小變壓器的體積，提高變換效率，具有較好的升降壓效果；但其電路相對復雜，且所采用的PFM控制方式不易實施。

基于以上現狀，本文提出一種簡單易行的升降壓反激變換器電路拓撲結構，即通過升降壓斬波電路和反激式變換電路相結合，實現漏感能量的回饋吸收，并將漏感能量同時加到輸出端，緩解了由單個光伏組件低壓升至交流電網并網高壓所帶來的高升壓比的矛盾。通過理論分析和仿真結果分析發現，該拓撲結構能夠很好的降低開關應力，提高系統效率及可靠性，能夠很好的應用于微型逆變器的電路中。

圖1 升降壓反激式單相光伏微型逆變器電路圖

1 升降壓反激變換器電路拓撲結構及原理

1.1 單相光伏微型逆變器電路結構

微型逆變器主要由兩級構成，前級實現升降壓功能，將單塊組件20～45 V的直流電壓升至240 V以上，才能滿足后級工頻逆變輸出電壓220 V的需求。本文設計的升降壓反激式單相光伏微型逆變器電路的主電路設計如圖1所示。該電路中，前級是由一個升降壓斬波電路和反激電路組成。其中，變壓器漏感Lk和開關管MOS1，二極管D1、D2，以及電容C2構成一個升降壓斬波電路；變壓器T1、開關管MOS2、二極管D3、電容C3共同組成一個反激電路。在圖1中，將電容C2兩端電壓看成升降壓電路輸出電壓電容，電容C3兩端電壓即為反激電路輸出電壓，兩者合成電壓即為升降壓反激變換電路輸出電壓。MOS3～MOS6組成后級橋式逆變電路，電感L1、電容C4組成濾波電路，橋式逆變電路直接并網至交流電網。

1.2 升降壓反激變換器原理分析

橋式逆變電路已經比較普遍，本文主要介紹升降壓反激變換器電路的工作原理。忽略后級橋式逆變電路，只考慮變換器漏感，升降壓反激變換器電路如圖2所示，Lm為變壓器勵磁電感，RL為升降壓反激變換器的輸出負載。

圖2 升降壓反激變換器電路拓撲結構

假設該電路升降壓反激變換器電路拓撲結構工作在斷續模式，反激電路工作在電流連續模式(CCM)。該電路主要有4個工作狀態：0～t1為模式1的時間段；t1～t2為模式2的時間段；t2～t3為模式3的時間段；t3～t4為模式4的時間段。各模式電路的特點分析如下：

1)模式1(0～t1)：開關管MOS1和MOS2同時導通，變換器原邊電流i1快速上升，將能量儲存在變壓器勵磁線圈Lm中，同時漏感Lk中也積聚能量；由于變壓器的特點，副邊電流i2經過二極管D3繼續向電容C3充電并快速下降直至零，二極管D3關斷。該模式電路圖如圖3a所示。

2)模式2(t1～t2)：原邊電流i1上升變得緩慢，近似水平線，D3繼續關斷，副邊電流i2仍保持為零。該模式電路如圖3b所示。

3)模式3(t2～t3)：在模式2的基礎上同時關斷開關管MOS1和MOS2，原邊電流i1向電容C2充電，由于電容電壓不可以突變，使得MOS2的關斷電壓緩慢上升，忽略二極管正向壓降，反激電路主開關管MOS2的關斷電壓被鉗位于電容C2兩端電壓，從而減少關斷尖峰。另外，二極管D1導通，原邊電流i1通過D2→C2→D1→Lk及變壓器向電容C2充電，并且開始迅速下降直至零，即將變壓器漏感Lk的能量轉移到電容C2上儲存起來。在副邊，二極管D3承受正向壓降而導通，變壓器勵磁電感儲存的能量向副邊轉移，副邊電流i2開始迅速上升到達穩定值，向電容C3充電。模式3電路如圖3c所示。

4)模式4 (t3～t4)：下一個脈沖還未到來時，原邊電流i1維持零，副邊電流i2開始下降，直到下一個驅動脈沖將MOS1和MOS2再次導通，完成一個周期。此模式電路如圖3d所示。

通過以上模式分析可知，原邊電流i1在一個周期內是先從零升高后再下降到零，副邊電流i2在反激電路的CCM模態下工作。原、副邊電流i1、i2的波形圖如圖4所示，其中，ug1、ug2分別為開關管MOS1和MOS2的驅動脈沖；tx為原邊電流下降時間。

圖3 工作原理電路圖

圖4 原、副邊電流波形圖

2 升降壓反激變換器電路輸入輸出的計算

由上文分析可知，若反激電路工作在CCM狀態下，忽略電路損耗，開關管的占空比為D，變壓器原、副邊匝數比為1∶n(由于需要升降壓，n為大于1的整數)，Ui為光伏組件 輸入電壓，根據伏秒平衡原理，可得到反激變換器輸出電壓UC3為：

升降壓電路輸出電壓UC2為：

由電路原理分析可知，主開關管MOS2兩端承受的關斷電壓即為電容C2兩端電壓，較傳統反激變換器開關管兩端電壓應力大為降低。

由式(1)、式(2)及前文理論分析可知，升降壓反激變換器電路的輸出電壓Uo為：

假設光伏組件輸入電壓Ui=45 V、升降壓反激變換器電路輸出電壓Uo=311 V、n=3時，可算出本設計中MOS1和MOS2的占空比約為D=0.63，此時計算得出升降壓電路輸出電壓為UC2≈77 V。

此外，在此升降壓反激式電路結構中，升降壓電路的儲能電感僅由反激變壓器漏感Lk實現，要使原邊電流i1工作在斷續模式，原邊電流i1的下降時間必須滿足tx＜toff，即需要滿足條件：：

式中，m為升降壓變換器輸入輸出電壓的比值，即≈0.58；β為升壓比的倒數，即β=1–D=0.37；ρ為開關周期T和儲能元件充放電時間常數τ的比值，假設升降壓回路導線電感為R，即，選擇合適的開關頻率和導線電阻，即可通過式(4)計算出所需漏感Lk的大小。

3 仿真實現

3.1 仿真電路

根據以上理論分析，本文設計了一個升降壓反激式單相光伏微型逆變器，主要參數為：開關頻率f=100 kHz，占空比D=0.63，變壓器匝數比n=3，輸入電壓Ui=45 V，變壓器勵磁電感Lm=5 μH，按式(4)及文中相關參數，當ρ=2時能夠使式(4)成立，取電路中導線電阻R=0.1 Ω，則可計算得到漏感Lk=0.5 μH，逆變電源功率P=300 W。本設計的目的在于驗證升降壓反激變換器的正確性，因此，前級開關管的驅動脈沖采用理想驅動，后級橋式逆變電路的開關管驅動信號采用理想的SPWM脈沖進行控制，從而得到輸出端220 V、50 Hz正弦交流電，并進行仿真，仿真結果分析如下文所示。

3.2 仿真結果分析

根據上述電路仿真得出升降壓反激變換器及后級橋式逆變電路各波形圖如圖5所示。

圖5a為升降壓反激變換器輸出電壓，由圖可知，升降壓反激變換器輸出電壓Uo為300 V，而電容兩端電壓分別為200 V和100 V，則輸出電壓即為兩電容電壓之和；當D=0.63時，開關管MOS2關斷時漏源電壓為105 V，與圖5b仿真結果基本一致，并且由于漏感能量回饋到電容上，開關管兩端電壓應力較小且無尖峰，即仿真分析驗證了理論分析中的開關應力減小。圖5c和圖5d分別為逆變后輸出的工頻電壓和電流，電壓峰值約在320 V，電流峰值約在2.1 A，輸出功率約在300 W，符合設計要求。圖5e為原邊電流i1波形圖，由于實際開關管和二極管反向恢復電流造成i1的波形與理論分析存在誤差，而圖5f中i2的波形基本與理論分析一致。

另外，本次仿真實驗改變占空比D，得到不同的前級升壓等級，由此得到后級逆變電路的不同輸出電壓、電流及該條件下升壓電路和逆變電路的整體效率如表1所示。

由表1可看出，占空比D較大時，系統效率較高。這是因為占空比較高時，無論是反激拓撲還是升降壓拓撲，都屬于升壓狀態，前級輸出電壓高，電流小，電路損耗小，因此逆變之后的整體效率高。

圖5 仿真各波形圖

表1 不同占空比下的前級升壓及逆變電路的整體效率

4 結論

光伏微型逆變器大多采用反激變換器，但由于漏感的存在，嚴重影響逆變器的整體效率。本文設計了一種升降壓反激變換器電路，該電路相比傳統反激電路具有漏感能量回饋電路、開關應力小的特點；相比其他改進的反激電路具有簡單易行的特點。本文從理論分析和仿真設計兩方面驗證了該電路的正確性和可行性，促進了微型逆變器的進一步發展。