MHD角速度傳感器預處理電路的低噪聲設計方法研究*

張 云,李醒飛*,吳騰飛,劉 帆,紀 越,胡亞婷(.天津大學精密測試技術及儀器國家重點實驗室,天津 30007;.天津工業大學電工電能新技術天津市重點實驗室,天津 300387)

以高分辨率對地觀測遙感衛星為代表的現代高精度航天器,對航天器姿態角控制的精度和穩定性提出了極高要求。航天器由于受空間環境影響,易產生低幅值、寬頻帶特點的空間結構微角振動,此種微角振動限制了航天器的姿態穩定度和空間分辨率。基于磁流體動力學MHD(Magnetohydrodynamic)原理的角速度傳感器是一種新型傳感器,具備寬頻帶、壽命長等特點,適用于測量高頻角振動[1]。MHD角速度傳感器特別適用于工程應用,包括美國中繼反射鏡實驗(RME)[2-3]、日本的陸地觀測衛星ALOS[4]和美國的靜止軌道環境衛星GOESN均使用了MHD角速度傳感器提供衛星微角振動信息[5-6]。

國外從上世紀80年代開始對MHD角速度傳感器進行研究,美國ATA(Applied Technology Associates)公司研發了一系列型號的MHD角速度傳感器[7]。由于國外產品禁運及技術封鎖,我國對MHD角速度傳感器的研究起步較晚,2008年華中科技大學羅榮峰介紹了MHD傳感器的工作原理[8]。2011年,蘭州物理研究所霍慶紅等人對MHD角速度傳感器的內部磁路進行了設計仿真[9]。2013年天津大學于翔[10]、徐夢潔[11]對MHD角速度傳感器的工作原理和傳感結構分析并進行角振動跟蹤實驗。2014年,天津大學王麗萍[12]對MHD角速度傳感器輸出信號的提取方法進行了研究。2015年,天津大學張少強[13]、紀越[14]對MHD角速度傳感器的低頻拓展進行了研究。2017年,山東科技大學李洪宇[15]對MHD角速度傳感器的隨機漂移誤差補償方法進行了分析。根據上述研究,MHD角速度傳感器能夠敏感的微角振動信號幅值范圍為sub-μrad至幾百μrad,傳感器的輸出電動勢達到μV量級[12],因此設計一款低噪聲預處理電路對微弱信號提取十分重要。

本文研究MHD角速度傳感器微弱信號提取電路,提出了一種低噪聲預處理電路設計。文章第1節闡述了MHD角速度傳感器的工作原理及低噪聲設計方法,第2節對預處理電路的設計方法進行分析,第3節對預處理電路的噪聲模型進行分析,第4節進行實驗驗證并給出實驗結果,第5節進行總結。

圖1 MHD角速度傳感器工作原理示意圖

1 傳感器工作原理及低噪聲設計方法

1.1 傳感器工作原理

MHD角速度傳感器是基于磁流體動力學效應研制而成的。如圖1所示,在傳感器結構中,下層圓柱體為永磁體,產生垂直方向磁場;上層圓環為磁流體通道。當傳感器以角速度w發生轉動時,流體由于慣性和流動性與慣性空間保持相對靜止,與旋轉的磁通量之間形成相對速度,切割磁感線。在流體環的內外壁上產生感應電動勢E[18],如式(1)所示,其中:B為永磁體產生的恒定磁場;v為磁流體和殼體的相對速度。

E=vB

(1)

1.2 低噪聲設計方法

在低噪聲放大電路的設計中,常采取兩類指標來衡量放大器的噪聲性能,一是放大器的等效輸入噪聲電壓En或噪聲電流In;二是放大器的噪聲系數F。噪聲系數表示一個有內部噪聲源的放大器信號傳遞時的信噪比惡化程度[19],可以用放大器的En-In噪聲計算,即:

(2)

式中:Rs代表信號源阻抗;k=1.38×10-23J/K,為玻爾茲曼常數;常溫27 ℃時T=300 K;υ1為En和In相關系數,取值為0。通過式(2)可知,當源阻抗一定時,降低放大器的噪聲電壓En和噪聲電流In和使噪聲系數F最小是一致的。當前置放大器與傳感器進行直接耦合時,可以通過器件選擇、工作點調節以及多管并聯的方式來降低電路的噪聲系數。對于多管并聯的電路,噪聲模型如圖2所示[20],噪聲電壓噪聲電流變化關系如式(3)和式(4)所示。

圖2 并聯放大器噪聲模型

(3)

(4)

圖3 級聯放大器噪聲系數

由于傳感器輸出信號在uV量級,預處理電路對輸出信號需要進行多級放大,圖3所示為多級放大器級聯系統,其中F1、F2、F3和K1、K2、K3分別代表各級放大器的噪聲系數和功率增益,根據弗里斯公式可以得到級聯放大器的總噪聲系數為[21]:

(5)

從式(5)可知,在一個級聯電路中,各級電路的噪聲系數對總噪聲系數的影響是不同的。當第1級放大電路的功率增益足夠大時,總噪聲系數主要由第1級噪聲系數決定。所以在多級放大電路中,盡可能提高第1級電路的功率增益,同時選取低噪聲放大器件。

2 預處理電路設計

由于MHD角速度傳感器的輸出信號在μV量級,所以預處理電路需要進行多級放大設計。由1.2節可知,在多級放大電路中,提高第1級的功率增益并選取合適的低噪聲放大器件,能降低整體電路的噪聲系數和等效輸入噪聲電壓。

由于傳感器的工作帶寬為1 Hz～1 000 Hz,同時輸出噪聲與電路的工作帶寬有關,所以加入低通濾波器來限制電路的帶寬和降低輸出噪聲。在本文電路設計中,采取二階有源低通濾波器。

由于運算放大器失調電壓的影響,傳感器輸出的交流信號中會疊加直流偏置電壓,使放大器的輸出動態范圍受限,甚至導致輸出飽和。因此,在預處理電路中加入交流耦合電路,其本質是一種積分反饋結構,將輸出信號反饋到前置放大器參考端,實現動態調節輸出偏置電壓。

為了提高信號的抗共模干擾能力和外部電磁干擾的抑制能力,輸出端采取差分傳輸方式,所以在預處理電路中加入單端轉差分電路,預處理電路結構如圖4所示。

圖4 預處理電路結構圖

2.1 低噪聲前置放大器設計

要使得低噪聲放大器的噪聲系數最小,不僅需要滿足達到噪聲匹配,同時也需要選擇噪聲電壓和噪聲電流較小器件。集成運算放大器雖然體積小,但是因為在設計中多方面的折中考慮,其噪聲特性劣于分立元件。利用集成運放設計的集成電路,其噪聲水平通常為晶體管電路的2倍～5倍[22]。晶體管一般輸入噪聲電壓En較小,而噪聲電流In較大,適用于源阻抗比較小情況。

圖5 SSM-2220低噪聲放大電路

由于SSM-2220晶體管采取共射級連接方式,所以單個晶體管的輸入噪聲電壓為[19]:

(6)

(7)

(8)

圖6 SSM-2220三管并聯放大電路

2.2 后級電路設計

后級電路中主要包括低通濾波電路、交流耦合電路和單端轉差分電路,電路如圖7所示,圖6所示的三管并聯放大電路可以等效成差分放大器。

圖7 后級電路圖

在低通濾波電路的設計中,利用低噪聲集成運放搭建二階壓控電壓源低通濾波器。在滿足傳感器正常工作的帶寬范圍內,限制電路帶寬可以降低輸出端噪聲。根據低通濾波器的電路結構可知其傳遞函數為:

(9)

交流耦合電路由低輸入偏置電流的集成運放和電阻電容搭建構成,其本質為積分電路,低通濾波輸出信號加載到積分電路的輸入端,輸出端反饋到前置放大器的電阻R5端,積分電路在不同頻率下具有不同增益,從而構成一個高通濾波器,濾除直流電壓,實現動態調節偏置電壓[23]。

單端轉差分電路采用低失真運放芯片ADA4922,無需外加電阻,電路結構簡單,其固定增益A4922為2。所以,預處理電路的總增益為A=A2220×ALPF×A4922=24 500。

3 預處理電路噪聲分析

由于低噪聲前置放大器的增益為1 000倍,所以預處理電路的輸出噪聲主要來源于前置放大器的噪聲。前置放大器中3個并聯的晶體管SSM-2220和OP27可以等效成集成運算放大器,在外圍加入電阻構成差動放大電路,電路的噪聲模型如圖8所示。

圖8 前置放大器噪聲模型

從圖8可知,電路中的噪聲源主要分為三類:輸入電壓噪聲Un-i、電阻熱噪聲Un-R5、Un-R6、Un-R7和Un-R8以及輸入電流噪聲In-1和In-2。對于電路輸入電壓噪聲,由于晶體管的1/f噪聲較小,故可忽略不計,只考慮寬帶白噪聲的影響,所以輸入電壓噪聲為:

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

4 實驗

將制作好的預處理電路安裝到MHD角速度傳感器上,利用穩壓電源給MHD角速度傳感器提供±12 V工作電壓,通過NI公司的高速率采集卡PCI-6289采集陀螺的輸出信號,利用LabVIEW軟件實時顯示陀螺轉動輸出信號,實驗平臺如圖9所示。

圖9 MHD角速度傳感器測試圖

圖10 傳感器幅頻響應曲線

4.1 傳感器標度因數測量

在測試傳感器的標度因數時,通過給轉臺不同頻率的角速度輸入信號,然后利用采集卡采集傳感器和轉臺的模擬輸出電壓。將采集到的轉臺模擬輸出電壓通過轉臺的標度因數可折算為輸入角速度值。利用MATLAB分別繪制二者的電壓譜密度曲線,相除即可得到傳感器的標度因數,測試結果如圖10所示。在低頻段,根據傳感器表頭傳遞函數式(1)可知,傳感器表現為高通濾波器特性;在平坦段傳感器的標度因數為0.8 V/rad/s。由于轉臺最高工作頻率的限制,傳感器無法工作在整個工作帶寬內,所以只能在轉臺所能提供的頻率范圍內進行傳感器的幅頻曲線測試。

4.2 輸出直流偏置電壓測試

理論上,當預處理電路沒有外界信號輸入時,電路輸出應為零。然而在實際中,由于運算放大器存在失調電壓、偏置電流以及外界干擾會使電路輸出存在偏置。

測試時,傳感器的輸入端不加入信號,由于傳感器的有效帶寬范圍是1 Hz～1 000 Hz,所以在 LabVIEW 上位機界面中設置采樣頻率為10 kHz,采樣時間為100 s,對采集數據進行處理,同時與文獻[10,17]設計的電路直流偏置值進行對比,如表1所示。從中可知,本文設計電路的直流偏置值要明顯小于上述文獻設計的電路值。在實驗過程中,預處理電路可能由于受外界干擾,例如環境溫度改變導致芯片失調電壓增大等,使實驗值大于仿真值。

表1 直流偏置電壓測試結果對比

4.3 噪聲特性測試

測量預處理電路噪聲特性時,保持傳感器輸入信號為零,利用采集卡采集電路輸出信號。在MATLAB中利用加窗平均周期圖法(Welch法)求取輸出噪聲的功率譜密度,然后將噪聲功率譜密度開方即可得到電路輸出噪聲電壓譜密度,曲線如圖11所示。

圖11 輸出噪聲電壓譜密度曲線

從圖11可知,實驗測試得到的輸出噪聲電壓譜密度曲線中存在兩個較大尖峰,其對應的頻率分別為50 Hz和150 Hz,這些尖峰是由于穩壓電源50 Hz及其倍頻干擾造成的。將測試曲線和仿真曲線對比發現,在低頻段實驗測試值要小于仿真值,經分析可能是仿真中所用芯片的Spice模型,其設定的電壓噪聲值要大于芯片手冊中給定值,從而會出現仿真值大于測試值。

圖12 等效輸入噪聲電壓譜密度曲線

(18)

(19)

利用MATLAB對實驗數據進行處理得出電路輸出總噪聲為596 μVrms,大于由式17計算得到的理論值513 μVrms,分析在實驗過程中可能由于受外界環境干擾,使其疊加到電路的輸出噪聲中。

4.4 電路極限靈敏度

電路的極限靈敏度是指電路所能檢測到的最小信號,由放大器的噪聲系數決定。根據式(3)可知,電路所能檢測到的最小信號為[19]:

(20)

n為對于檢測的最小信號,放大器輸出端所必需的最低信噪比,是由信號處理所需決定,在此取值100,fb為電路噪聲帶寬。將本文所設計預處理電路的極限靈敏度和文獻[10]設計的AD797電路[10]和文獻17設計的AD624電路[17]進行對比,結果如表2 所示。從表2可知,電路的等效輸入噪聲電壓越小,噪聲系數越小,電路的極限靈敏度越高。本文設計的預處理電路極限靈敏度要高于ATA公司和于翔設計的預處理電路。

表2 電路極限靈敏度對比

5 結論