低噪聲多功能雷達激勵信號源設計

李　濟

(安徽博微長安電子有限公司, 安徽 六安 237010)

0　引　言

隨著科學技術的發展，現代雷達工作環境的電磁干擾日益嚴重。為了適應復雜的電磁環境，擴大接收機的瞬時動態范圍，加強對小目標的提取能力，現代雷達對激勵信號源的低雜散、低相噪提出了更高的要求。[1]同時，為了提高對不同干擾源的處理能力，也要求激勵信號具有波形可選、頻率捷變等功能。[2]因此，采用先進的直接頻率合成技術(DDS)和高速大規模集成電路等新技術、新器材設計出低雜散、低相噪的多功能雷達激勵信號源是現代雷達成功設計的關鍵因素之一。

1　激勵信號源設計

1.1　方案設計

首先，采用基于DDS技術的波形產生電路可以產生低載波的中頻脈沖式雷達波形信號，可以根據控制信號不同，實現脈沖寬度、周期和脈內調頻、調相方式等多種選擇功能。因此，雷達激勵信號的波形可選擇性是在波形產生電路中實現的。其次，雷達波形信號與本振信號進行混頻，將頻譜搬移到射頻段。通過變化本振信號的頻率和相應的濾波電路，可以實現雷達的頻率捷變功能。最后，用不同的濾波器分別濾除掉互調、雜散等無用信號，并對有用信號進行功率放大、匹配輸出，即成為L波段雷達激勵信號。圖1為L波段雷達激勵信號源原理框圖。

1.2　硬件電路設計

該方案按不同功能將電路分割成多個模塊，模塊間用高頻電纜傳輸信號，可以有限地防止相互間信號串擾。同時，需要對每個模塊的電源進行噪聲隔離設計。該方案中關鍵電路是波形產生電路和上變頻電路。

(1) 波形產生電路設計

電路中使用的主要器件為FPGA和DDS。FPGA選用Altera公司的 EPF10K100ARI240-3，完成控制邏輯關系運算功能和數據存儲功能，以及對DDS的初始化和動態配置。DDS選用ADI公司的AD9854ASQ，在不同信號控制下，可以產生多種形式的脈沖雷達波形信號。波形產生電路框圖如圖2所示。

(2) 上變頻電路設計

上變頻電路完成頻譜搬移功能。選用Mini-circuits公司雙平衡混頻器ADE-30，本振電平7 dBm，具有轉換插損小、端口間隔離度高等優點。混頻電路原理圖如圖3所示。設計上變頻電路時，指標上要保留一定的余量，并且注意阻抗匹配，保證在寬溫范圍內指標合格，不會發生自激現象。

2　關鍵技術參數分析計算

2.1　雜散抑制度

該激勵信號源對雜散抑制度要求是≤-65 dBc。雜散信號主要來源于DDS工作產生的雜散信號和混頻電路的互調信號。

DDS時鐘信號為300 MHz，輸出信號頻率70 MHz，輸出信號頻率在時鐘信號頻率的1/4～1/8之間，處于輸出信號中雜散最小的頻帶內。DDS輸出信號頻譜規劃圖如圖4所示[3]。

從圖4可以看出，DDS輸出的頻譜非常豐富，包括中頻信號的多次諧波(圖中的H2、H3……)、中頻信號與采樣時鐘的鏡像信號，以及各次諧波與采樣頻率組合頻譜(圖中的IM2、IM3……)。其中，影響較大的是fs-f0=230 MHz、二次諧波H2=140 MHz和三次諧波H3=210 MHz，因距離中頻信號f0較遠，可通過過渡帶比較陡峭的橢圓函數濾波器將其濾除掉，而其他雜散信號因多次鏡像后幅度較小而影響較小。

上變頻電路中，中頻信號為70 MHz，本振信號為1 600 MHz，混頻后取相加信號1 670 MHz為有效信號。其互調信號中影響較大的有相減信號頻率為1 530 MHz、二次鏡像信號和DDS時鐘信號頻率為300 MHz。這些與1 670 MHz相距較遠，可以用濾波器濾除掉。

2.2　相位噪聲

該激勵信號源對激勵信號相位要求噪聲是≤-130 dBc/Hz@1 kHz。要保證指標要求，必須保證整個鏈路中各級電路的相位噪聲都能滿足指標要求，其中影響較大的是波形產生電路和上變頻電路。

波形產生電路中DDS時鐘信號和器件自身噪聲基底影響較大。DDS時鐘是用100 MHz恒溫晶振作為基準信號，通過3倍頻直接合成300 MHz，其相位噪聲惡化了20lg3≈10 dB。選用的晶振相噪指標為-160 dBc/Hz@1 kHz，所以時鐘信號相噪指標沒有問題。從選用的AD9854數據表中可以查到，在300 MHz時鐘下輸出70 MHz信號時器件本身相位噪聲在-130 dBc/Hz@1 kHz以下[4]。因此，波形產生電路輸出的信號可以達到要求的相噪指標要求。

上變頻電路中，本振信號的相噪主要取決于頻率變換時產生的相噪惡化，其惡化規律可認為滿足公式(1)：

(1)

式中,θnOUT(t)為頻率變換后的信號相位噪聲，θnIN(t)為頻率變換前信號的相位噪聲。

前述相位噪聲為-160 dBc/Hz@1 kHz的晶振為信號基準，通過倍頻、混頻等方式直接合成本振信號，其中最大倍頻次數為1 600÷100 MHz=16倍。理論上相噪惡化20lg17≈24 dB，倍頻鏈路有3 dB左右附加損耗，這樣本振信號相位噪聲滿足指標要求。

中頻信號與本振信號進行混頻，再經放大后出射頻信號。混頻為兩信號線性疊加，放大器為功率放大。混頻后的射頻輸出信號的相位噪聲可認為滿足：

(2)

式中，θnOUT(t)為混頻后的射頻信號相位噪聲，θnIF(t)為參加混頻的中頻信號的相位噪聲，θnLO(t)為參加混頻的本振信號的相位噪聲。根據公式(2)計算下來，激勵信號的噪聲可達-130 dBc/Hz@1 kHz以下，滿足系統要求。

采用Keysight Technologies N9030A PXA信號分析儀進行寬帶雜散和帶內信噪比測試，測試結果分別如圖5、圖6。采用R&S公司的FSUP26信號源分析儀進行相位相位噪聲測試，測試結果如圖7。對激勵信號的線性調頻和非線性調頻功能進行測試，測試結果如圖8。可以看出，實測結果符合理論設計指標。

圖5為實測輸出信號1 670 MHz線性調頻信號寬帶雜散的頻譜圖。從圖5可以看出，掃寬200 MHz內雜散抑制度達到65 dB以上，滿足設計要求。

圖6為實測輸出信號1 670 MHz線性調頻信號視頻帶寬1 kHz的頻譜圖(視頻帶寬VBW和分辨率帶寬RBW設置10 Hz)。雜散抑制度達68 dB以上，滿足設計要求。

圖7為實測輸出信號1 670 MHz單載頻相位噪聲圖，相位噪聲達到130 dBc/Hz@1 kHz以上，滿足設計要求。

圖8為實測輸出信號1 670 MHz的線性調頻和非線性調頻兩種調頻狀態，實現了激勵信號的多種功能。

4　結束語

該方案采用數字波形產生、上變頻、功率放大和濾波電路，成功設計實現了一款L波段雷達激勵信號源。經實測，激勵信號的雜散和相噪指標達到了預期指標要求，同時激勵信號還具有波形可選、頻率捷變等多種功能，集成化程度高，可靠性高，滿足某新型雷達的工程使用要求。