一種S頻段衛(wèi)星通信相控陣天線設計

郭 超， 趙春柳， 鄢澤洪， 張?zhí)忑g

(1. 西安電子科技大學 天線與微波技術重點實驗室，陜西 西安 710071；2. 國防科技工業(yè)局軍工項目審核中心，北京 100000)

S波段主要應用在中繼、無線通信和雷達等領域．現(xiàn)代的衛(wèi)星通信手段具有普通通信方式所不具有的明顯優(yōu)點，例如覆蓋范圍廣、受環(huán)境影響小、通信容量大和通信質量高等，是解決機載平臺遠程作戰(zhàn)通信問題的最佳途徑．相控陣天線相比于傳統(tǒng)的機械掃描天線，其優(yōu)點為波束掃描更加靈活、波束切換更快和波束掃描空間廣，能夠滿足現(xiàn)代衛(wèi)星通信的要求，因而相控陣的發(fā)展有很廣闊的前景[1-3]．

相控陣的主要優(yōu)點為波束掃描速度快和跟蹤精度高，能夠適應載體的高速機動性能；而相控陣的不足之處主要是在相控陣規(guī)模有限的情況下，掃描到低仰角時增益較低，因此掃描范圍有限．其主要原因為相控陣天線單元的波束寬度有限，單元低仰角時增益較低．為了改善相控陣天線的低仰角性能，要求單元設計時具有較寬的波束寬度，較大的低仰角增益．同時為了減小整個相控陣天線的風阻，天線單元需要使用低剖面且小型化的單元類型．綜上所述，相控陣天線若滿足寬角掃描、低剖面、小型化以及圓極化等特性，則天線單元就要滿足較寬的波束寬度以及較好的圓極化特性．

為了解決目前相控陣所存在的這些問題，筆者采用單饋雙層微帶結構，通過加載圓形金屬腔體，設計了一個工作在S頻段的寬波束圓極化相控陣單元，以提高相控陣低仰角增益．在此基礎上用24個單元按照水滴狀形式排布組成相控陣陣列，以減小風阻．并對相控陣在收發(fā)頻段中心頻點處的仿真和實測增益進行了對比分析，文中相控陣天線性能滿足了設計指標．

圖1 3種單元結構仿真方向圖

1 天線單元及陣列結構

1.1 天線單元結構

為了實現(xiàn)低剖面、寬波束和小型化的特性，這里選取微帶天線作為相控陣的單元形式[4-5]．微帶天線具有非常多的種類，文獻[6-7]給出了形成圓極化的多種方法，例如雙極化合成圓極化、切角、表面開槽、雙饋和平面螺旋天線等多種形式，文獻[8-9]提出通過加載結構可以展寬波束寬度．圖1為平面螺旋、雙層微帶以及加載金屬腔體的雙層微帶3種單元結構中心頻點處的仿真方向圖．可以看出，加載腔體的雙層微帶結構 3 dB 波束寬度最寬，仰角為25°時 (θ=65°) 增益最高．這里選擇加載腔體的雙層微帶結構作為文中相控陣的天線單元．

文中設計的天線單元由上下介質層、中間空氣層以及外圍金屬腔體組成，其結構如圖2所示．上下介質層均為圓形，其半徑分別為ru和rd，高度分別為h1和h3，介電常數(shù)εr= 2.65，上下介質層的金屬貼片半徑分別為r1和r2，中間為空氣層，高度為h2；上層金屬貼片為引向貼片，用于提高天線增益，下層金屬貼片有兩個對稱的大小為w×l的矩形開槽，用以實現(xiàn)左旋圓極化，饋電位置在斜45°方向，到貼片圓心距離為px，饋電點后面的矩形大小為w1×l1，用來調節(jié)天線的駐波；金屬腔體厚度為t，外徑為ru，總高度為t+h1+h2+h3，用于展寬波束寬度，提高單元低仰角增益，減小單元之間的互耦．利用電磁軟件高頻結構仿真(High Frequency Structure Simulation，HFSS)進行優(yōu)化后，單元的結構尺寸如表1所示．

圖2 天線單元結構示意圖

變量名稱數(shù)值變量名稱數(shù)值變量名稱數(shù)值ru/mm35.00h2/mm15.60w/mm4.36rd/mm30.00h3/mm3.00l/mm17.00r1/mm24.00px/mm24.15w1/mm7.00r2/mm25.90t/mm5.00l1/mm3.53h1/mm1.50εr2.65

1.2 天線陣列結構

按照相控陣的要求和設計指標，以及考慮到天線安裝在運動速度較快的載體表面，整體采用橢圓柱水滴流線型結構來減少風阻，最終設計的相控陣單元排布俯視圖以及坐標系統(tǒng)如圖3所示．天線坐標系統(tǒng)中，φ為方位角，θ為陣列掃描角，與陣列俯仰角互余．天線陣列按照橢圓形進行布局，從內到外一共分為3層，分別有2個、8個和14個天線單元．每個天線單元分別接一個同軸線進行饋電，單元間距為0.55λ0左右．同時，單元之間在空間具有一定的角度旋轉，形成連續(xù)旋轉饋電陣列．在遠場方向，所有相控陣單元有一定的空間旋轉，并補償相應的旋轉相位，所有單元的主極化電場相位相同，同相疊加，交叉極化電場方向相反；反向相消，整個天線陣列的交叉極化降低，從而改善陣列的軸比特性．

圖3 相控陣天線陣列排布及其坐標系統(tǒng)

2 天線單元及陣列仿真結果

2.1 天線單元在陣列中的方向圖

由前面的分析可知，相控陣的掃描角度與天線單元的波束寬度相關，天線的波束寬度越寬，陣列的低仰角增益越高，陣列掃描角度就越寬．

文中設計的天線頻段范圍為f1-f2，中心頻點為f0，低頻發(fā)射頻段的中心頻點為fL，高頻接收頻段的中心頻點為fH，相對帶寬約為14.3%．圖4為1號天線單元在陣列中的仿真結果．可以看出，單元在整個頻率范圍的電壓駐波比均小于1.3，收發(fā)頻段內其軸比均小于 3 dB，圓極化性能較好．頻率在fL處，單元1的最大增益為 4.5 dB，3 dB 波束寬度約為120°; 頻率在fH處，單元1的最大增益為 5.3 dB，3 dB 波束寬度約為120°，天線單元在陣列中波束角度很寬． 當θ=65° 時，天線單元增益為 1.5 dB 左右，低仰角增益較高，可以滿足天線陣列較寬掃描角度的要求．

圖4 單元在陣中仿真結果示意圖

2.2 天線陣列的波束掃描

經過HFSS軟件仿真，可以得到相控陣的增益覆蓋特性．

圖5為天線在方位角φ為0°、90°、180°和270°時，天線在掃描角度θ為0°以及15°、25°、35°、45°、55°、65°(也即仰角為75°、65°、55°、45°、35°、25°)時的增益變化曲線．天線天頂方向增益為 18 dB，天線效率為81%，隨著掃描角度的增大，低高頻中心頻點處的增益則隨之降低．

圖5 陣列在不同方位面內波束掃描時俯仰面的增益變化仿真曲線

圖6 θ=65°時方位面的陣列增益仿真曲線

圖6為相控陣列在掃描角度θ最大65°時，天線在方位角360°范圍內的低高頻中心頻點處的增益變化曲線．可以看出，在同一掃描角面上，陣列天線增益隨方位角φ的變化趨勢基本一致．在要求的掃描范圍內 (0°≤φ≤ 360°，0°≤θ≤ 65°)，24元陣列天線在低高頻中心頻點處的增益均大于 13.5 dB，此時方位面的不圓度小于 2 dB．

3 相控陣的測試結果

圖7為相控陣天線加工組裝的樣機以及測試環(huán)境．整個天線系統(tǒng)包括天線陣列、6個四通道三位數(shù)字移相器、一分24功分器、電源模塊和控制模塊．其中天線單元連接移相器，移相器和功分器相連，移相器通過電源模塊供電，并經波束控制模塊控制每一個單元的饋電相位．

圖7 相控陣天線樣機實物圖及測試環(huán)境

圖8為天線在方位角φ為0°、90°、180°和270°時，天線在掃描角度θ為0°以及15°、25°、35°、45°、55°、65°(也即仰角為75°、65°、55°、45°、35°、25°)時的增益實測變化曲線．可以看出，隨著掃描角度的逐步增大，低高頻中心頻點處的增益則隨之逐步降低．

圖8 陣列在不同方位面內波束掃描時俯仰面的增益變化實測曲線

圖9為相控陣列在θ=65°(也即仰角為25°)時，天線在方位角范圍內的低高頻中心頻點實測增益變化．可以看出，天線在此方位面的增益總體趨勢和仿真結果類似，方位面上的不圓度為 2.5 dB，與仿真結果基本一致．

相控陣列在掃描范圍內(方位角0°≤φ≤360°，掃描角0°≤θ≤65°)，高低頻中心頻點處的增益均在 9.8 dB 以上．圖10為功分器總端口到天線饋電端口24個通道的損耗實測曲線，通道損耗不超過 3 dB．天線實測增益與仿真增益基本一致，其誤差在于:相控陣的輸入相位是仿真得到的理論相位，實際增益比仿真增益低;受測試系統(tǒng)及環(huán)境的影響，測量會有實驗誤差，實際測量值會偏低．最終的測量結果在誤差范圍之內，完全滿足設計指標要求．

圖9 θ=65°時方位面的陣列增益實測曲線圖10 低高頻中心頻點處通道損耗實測曲線

4 結 束 語

文中針對目前衛(wèi)星通信對于終端相控陣的要求，設計了一種S頻段的寬波束、低剖面、小型化的圓極化相控陣天線．相控陣天線單元為雙層微帶結構，使用單饋和表面開槽的形式在頻帶內實現(xiàn)了較好的阻抗匹配和圓極化性能，并增加了外圍腔體展寬波束、減小單元互耦，單元總高度為 21.6 mm，總直徑為 70 mm，陣中 3 dB 波束寬度約為120°．天線陣列總高度為 40 mm，大小為 640 mm× 640 mm，實測在掃描范圍內(方位角 0°≤φ≤ 360°，掃描角 0°≤θ≤ 65°)的增益均在 9.8 dB 以上，有較寬的掃描角范圍，陣列整體采用旋轉饋電結構，也有比較好的圓極化性能，滿足了相控陣的寬角掃描、低剖面、小型化和圓極化等設計要求．

[1] NIKFALAZAR M N, SAZEGAR M, MEHMORD A, et al. Two-dimensional Beam-steering Phased-array Antenna with Compact Tunable Phased Shifter Based on BST Thick Films[J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2017, 16(99): 585-588.

[2] 劉帥琦, 王布宏, 李龍軍, 等. 二維混合MIMO相控陣雷達的DOA估計算法[J].西安電子科技大學學報, 2017, 44(3): 158-163.

LIU Shuaiqi, WANG Buhong, LI Longjun, et al. DOA Estimation Method for Two-dimensional Hybrid MIMO Phased-array Radar[J]. Journal of Xidian University, 2017, 44(3): 158-163.

[3] 王建曉, 楊林, 龔書喜, 等. 寬角掃描相控陣天線測量方法[J]. 西安電子科技大學學報, 2015, 42(2): 40-44.

WANG Jianxiao, YANG Lin, GONG Shuxi, et al. Study of Wide-angle Scanning Phased Array Antenna Measurement[J]. Journal of Xidian University, 2015, 42(2): 40-44.

[4] WANG H, WANG X, LIU S F, et al. Broadband Circularly Polarized Antenna with High Gain and Wide Axial Ratio Beamwidth[J]. Microwave and Optical Technology Letters, 2015, 57(2): 377-381.

[5] LIU N W, ZHU L, CHOI W W. Low-profile Wide-beamwidth Circularly-polarised Patch Antenna on a Suspended Substrate[J]. IET Microwaves, Antennas and Propagation, 2016, 10(8): 885-890.

[6] PAN Y M, ZHENG S Y, HU B J. Wideband and Low-profile Omnidrirectional Circularly Polarized Patch Antenna[J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2014, 62(8): 4347-4351.

[7] ZHONG Y W, YANG G M, MO J Y, et al. Compact Circularly Polarized Archimedean Spiral Antenna for Ultrawideband Communication Applications[J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2017, 16(99): 129-132.

[8] YANG J, LU C L, HU Y J, et al. Design and Analysis of a Broad Band Wide Beam Circular Polarization Microstrip Antenna[C]//Proceedings of the 2012 International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology: 3. Piscataway: IEEE, 2012: 1070-1073.

[9] NASIMUDDIN N, CHEN Z N, QING X M. Bandwidth Enhancement of Single-feed Circularly Polarized Antenna Using a Metasurface: Metamaterial-based Wideband CP Rectangular Microstrip Antenna[J]. IEEE Antennas and Propagation Magazine, 2016, 58(2): 39-46.