一種低功耗增益可調雙頻段低噪聲放大器的設計

吳秀山 李麗欣 韓建強

摘 要： 基于TSMC 0.18 μm CMOS工藝，實現一種低功耗增益可調的雙頻段低噪聲放大器（LNA），該LNA采用全差分的無電感電阻并聯負反饋結構以展寬頻帶，利用單端到雙端的匹配網絡與電容反饋補償實現所需頻段的輸入阻抗和噪聲匹配。仿真結果表明，LNA在380～480 MHz范圍時，S21從12.2 dB均勻增加為23.2 dB，S11優于-11 dB，S12均小于-34 dB，最優的NF為3.3～2.1 dB;在700～1 200 MHz范圍內S21為7.8～18.1 dB;S11也均小于-10 dB，S12均優于-28 dB，最優的NF為4.4～2.3 dB。電路在1.8 V供電下功耗僅為0.74～2.4 mW，綜合性能指標優越。

關鍵詞： 低噪聲放大器; 增益控制; 電容反饋補償; 噪聲系數; 噪聲優化; 輸入匹配

中圖分類號： TN722.3?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2018）12?0014?05

Abstract： A gain adjustable dual?band low noise amplifier （LNA） with low?power consumption is designed on the basis of 0.18 μm CMOS process of TSMC. In the LNA， the fully?differential inductionless resistance parallel negative feedback structure is adopted to broaden the frequency band. The matching network from the single terminal to the double terminal and the capacitive feedback compensation are used to realize the input impedance and noise matching of the required frequency bands. The simulation results show that when the frequency band of LNA is 380～480 MHz， S21 is increased averagely from 12.2 dB to 23.2 dB， S11 is better than ?11 dB， all of S12 are lower than -34 dB， and the optimal noise figure （NF） is 3.3～2.1 dB; when the frequency band of LNA is 700～1200 MHz， S21 is 7.8～18.1 dB， all of S11 are lower than ?10 dB， all of S12 are better than -28 dB， and the optimal NF is 4.4～2.3 dB; the power consumption of the circuit is only 0.74～2.4 mW while the power supply is 1.8 V; the comprehensive performance indicator of LNA is superior.

Keywords： low?noise amplifier; gain control; capacitive feedback compensation; noise coefficient; noise optimization; input matching

由于無線通信技術的快速發展，無線通信產品支持多種通信標準成為迫切需求，設計具有較大系統動態范圍、射頻前端增益可配置及兼容多頻段的射頻前端成為了當前研究熱點之一[1]。從文獻[2?3]中看，有很多種實現雙頻段的方法，無論采用窄帶還是寬帶，在設計中都大量采用了片內集成電感，占用大量的芯片面積并極大地增加了制造成本，而且在片的集成電感品質因數較差，限制了放大器的噪聲性能的提高。本次設計了一種低功耗增益可調的380～480 MHz/700～1 200 MHz雙頻段LNA，電路利用3位增益控制信號來選通尾電流源產生不同的增益控制電壓以改變電路的放大增益。仿真結果表明，電路實現了5檔增益可調，并且非常平坦，實現了不同頻段不同增益下的輸入阻抗匹配及噪聲匹配，整體性能優越，電路在1.8 V供電下功耗僅為0.74～2.4 mW，完全可以滿足ISM頻段及GSM900頻段的需求[4]。

1 系統結構及工作原理

本文設計的LNA整體結構如圖1所示，包括單端到雙端的阻抗匹配網絡、主增益級電路、增益控制電路、反饋電容單元及輸出緩沖電路。輸入阻抗匹配網絡接收來自于天線射頻輸入信號，由于電路主增益級采用全差分的電路結構，所以設計了單端轉雙端的匹配電路如圖2所示[5]。

圖中：CH1～CH4為片內隔直電容;Rfn和Rfp為并聯反饋電阻;N1與N2為LNA的主放大管，是電路噪聲系數主要貢獻來源;P1與P2管為共柵結構，主要是提供較大的反向隔離度和抑制主放大管的密勒效應[6?7];Vref通過R1和R2分別為P1管和P2管提供偏置電壓，若Vref改變，P1與P2管跨導將改變。通過隔直電容及反饋電阻進一步改變N1與N2的柵源電壓，從而改變N1與N2管的跨導，最終改變輸入匹配以產生不同的放大增益。差分的輸出級電路如圖4所示，N1，N2，R1與R2（N3，N4，R5與R6）構成互補源極跟隨器。增益控制級電路如圖5所示，主要為4路可控鏡像電流源，當EN為高電平時，開關管MP1導通，偏置電流I流過MP1和MN1，電流鏡根據外部輸入的3位增益控制信號來實現可編程，第一位LVL<0>來選通第一個電流鏡，當選通時電流為I;以此類推，當EN為高電平并且3路控制信號從000步進為111時，流過MP2電流從I0變換為（I0+7I），步進為I，MP2管溝道的寬長比確定后，將產生可編程柵漏電壓即增益控制電壓Vref。

2 輸入阻抗及噪聲分析

圖3中的單端小信號等效電路如圖6所示。在圖6中N1，P1管的柵寄生電阻和源漏端的寄生電阻都進行了忽略，Cgs為N1，P1管的等效柵源電容和。[i2nd]為溝道熱噪聲電流的均方值，[i2ng]為感應的柵電流噪聲，以上噪聲都是N1，P1管的噪聲和;[i2RF]為反饋電阻的熱噪聲。圖6中的匹配網絡對于單端輸入的電路可以等效為一個電感Lg與電阻Rg的串聯，電阻Rg為電感的寄生電阻。ZL為后級輸出緩沖級的等效輸入阻抗，一般為電阻與電容的并聯等效阻抗，輸出緩沖級N1的柵源電容很小，在工作頻率點上輸出緩沖級N1的柵源電容的容抗很大，所以ZL可等效為一個電阻RL，主要是直流電阻R1，從圖6中可得到單端的輸入阻抗Zin的表達式為：

3 仿真結果及分析

對于設計的增益可調的雙頻段低噪聲放大器，采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝，使用ADS2008進行仿真，電源電壓為1.8 V，反饋電容單元的最小電容C為7 fF，增益控制級電流源的偏置為7.2 μA，電路仿真時在輸出端直接利用了一個理想的[2∶1]的巴倫將雙端轉變成單端。設計的輸入匹配網絡及電路器件的關鍵參數如表1所示。

當輸入的增益控制信號LVL<0：2>為000，001，010，100及111時，仿真的S11，S21及NF的結果如圖8和圖9所示。從圖8中可以得到，在380～480 MHz頻帶內單端到雙端的匹配電路參數設計合理。當增益控制信號LVL<0：2>從111變化到000時，噪聲系數NF逐步惡化，主要原因為電路功耗下降較快，在1.8 V電壓下電路功耗從2.4 mW下降為0.74 mW，并且偏離設計的頻段后，不再滿足噪聲優化條件，噪聲惡化很快;S21從12.2 dB幾乎線性增加為23.2 dB，S11優于-10 dB，并且都具一定的平坦度。

從圖9中可以得到優化設計的單端到雙端的匹配電路參數合理，LVL<0：2>從111變化到000時，最優噪聲系數NF為4.4～2.3 dB;S21從7.8 dB幾乎線性增加為18.1 dB，S11優于-10 dB，并且在設計的頻率范圍內也都具一定的平坦度。

圖10所示為當LVL<0：2>為111、兩個頻段分別在433 MHz和915 MHz頻率點上的P1 dB和IIP3的仿真結果。由圖10a）可得，在433 MHz時，IIP3=-5 dBm，P1 dB=-2 dBm;由圖10b）可得，在915 MHz時，IIP3=5 dBm，P1 dB=-7 dBm，線性度性能優良。

表2給出了本文的LNA與已發表的LNA性能比較?？梢钥闯?，本文設計的LNA在噪聲、增益、功耗和阻抗匹配等各個性能指標之間進行了折中，具有更好的綜合性能。

4 結 語

基于TSMC 0.18 μm CMOS工藝設計了一種低功耗增益可調的380～480 MHz/700～1 200 MHz雙頻段LNA，給出了電路的整體結構框圖?；陔娐返男⌒盘柕刃Ｐ蛯斎胱杩购驮肼曔M行了分析和推導，通過理論分析和仿真驗證，電路具有5檔增益線性可調，實現了不同頻段不同增益下的輸入阻抗匹配及噪聲匹配，整體性能優越，電路在1.8 V供電下功耗僅為0.74～2.4 mW，并且整個電路無電感可以極大地減小電路的版圖面積，可以滿足ISM頻段及GSM900頻段的需求。

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