基于異或運算相敏整流的數字磁通門設計*

崔智軍

(1.安康學院電子與信息工程學院,陜西 安康 725000;2.西北工業大學電子信息學院,西安 710129)

磁通門傳感器是利用磁飽和效應制作的一種改進型變壓器器件[1]。當鐵芯磁導率μ隨激勵磁場強度而變時,感應電動勢中就會出現隨被測磁場強度而變的偶次諧波信號[2]。相比于其他類型的磁場測量器件,磁通門傳感器在靈敏度、線性度、性價比和穩定性等方面均有無可比擬的優勢[3-4]。

常用磁通門傳感器按輸出信號可以分為電流型式、時間差和電壓型式[1],與之對應的常用磁通門處理電路也分為電流型磁通門應用電路、時間差型磁通門應用電路和電壓型磁通門應用電路。

1989年Primdahl首次提出了電流輸出型磁通門傳感器及其應用電路[5],這種方式的磁通門是將雙鐵芯磁通門傳感器的輸出電流信號轉變為電壓信號,通過對這個電壓信號進行處理來測量被測磁場。這種方式下的磁通門傳感器的感應線圈中有電流流過,這個電流會在鐵芯中產生磁場,進而影響整個系統,同時,一般磁通門電路需要處理磁通門傳感器輸出信號中的二次諧波,而這種電路的磁通門感應線圈輸出端對地交流短路不利于調諧。

時間差型磁通門傳感器通過測量輸出信號中所包含的正負脈沖的時間差完成對被測磁場的測量[6-8]。但是想要獲得較高的分辨力,需要準確的測量出脈沖的尖峰時刻,同時必須要降低激勵頻率。通常時間差型磁通門傳感器的分辨力能達到60 nT[9],但這還不能夠稱為高分辨力。

相對于電流型磁通門傳感器和時間差型磁通門,電壓型磁通門傳感器的分辨力及靈敏度要優秀的多。電壓型磁通門傳感器應用電路主要分為兩種:模擬電路磁通門和數字電路磁通門。其主要區別在于前者采用模擬電路處理磁通門輸出信號,后者采用數字電路處理磁通門輸出信號。由于模擬磁通門電路采用全模擬電路處理磁通門傳感器輸出信號,且模擬電路受溫度影響較大,因此模擬磁通門電路的溫度特性較差。同時模擬元器件的參數對于整體電路影響較大,增加了系統的調試難度?；谀M電路磁通門的上述缺點,數字技術被引入到磁通門電路中。用數字電路代替部分模擬電路,大大簡化了磁通門處理電路,同時也提高了磁通門電路的溫度性能,降低了調試復雜度。基本原理上數字電路磁通門和模擬電路磁通門沒有太大的區別,都是采用了“二次諧波+負反饋”的處理方式。兩者所不同的是數字電路磁通門采用了數字處理器,利用數字處理器強大的數字處理功能實現磁通門環路中的相敏整流、積分等功能。數字處理器可選用單片機[10-11]、DSP[12]、FPGA[13]、ARM[14]等。由于引入了數字處理器,提高了磁通門環路的可控性和穩定性。但是這種電路也有自身的缺點,由于需要數字處理器處理大量的數據,會造成系統反應速度下降,不能實時的測量磁場值。同時為了與高速AD和高速DA進行數據傳輸,數字處理器需具有相應的數字通信接口,這無疑會造成數字處理器的面積偏大、價格偏高,增加了整個系統的體積和成本。

本文綜合數字電路磁通門和模擬電路磁通門的優缺點提出一種改進型的數字相敏整流電路。基于該數字相敏整流電路設計一款高分辨力數字磁通門傳感器,該系統既能改善溫度特性,同時也可以節約數字接口,減少數字處理器的運算負擔。使得磁通門系統反應迅速穩定、調試簡單。

1 數字磁通門結構和工作原理

圖1是數字磁通門傳感器系統結構圖。系統主要由磁通門探頭、高速AD和DA、微處理器(MCU)、激勵電路、邏輯電路等模塊組成,其中高速AD模塊、DA模塊和邏輯電路共同完成數字相敏整流功能。

圖1 數字磁通門傳感器系統框圖

整個系統由單片機作為主控芯片,單片機產生激勵信號,由于單片機輸出功率比較小,需要連接功率放大模塊來激勵磁通門探頭。通過一片高速ADC采樣芯片對經過選頻放大后的二次諧波信號進行數字化轉換,實現模擬信號轉換為數字信號。邏輯處理電路是將高速AD對二次諧波采樣得到的數字信號與MCU提供的方波信號通過異或門進行處理后直接傳送到高速DA完成數字相敏整流功能。高速DA輸出的模擬信號經過積分濾波電路后產生一個積分電壓信號,積分電壓通過反饋電阻R和感應線圈轉換為反饋電流,在該反饋電流的作用下感應線圈會形成一個反饋磁場,當反饋磁場和被測磁場大小相同且方向相反時磁通門傳感器工作在零磁場狀態,此時感應線圈沒有二次諧波信號輸出,積分濾波電路輸出的積分電壓保持不變,整個閉環回路保持穩定。通過一個轉換速度較低但轉換精度較高的AD采樣芯片測量反饋電阻上的電壓就可以間接得出被測磁場的強度。

2 異或運算相敏整流電路設計

在磁通門閉環系統電路中,相敏整流電路是整個系統的關鍵。傳統的模擬電路溫度特性差主要是由相敏整流電路造成的,數字電路利用數字信號進行相敏整流解決了這個問題。所以通過數字方式實現相敏整流可以改善系統溫度特性。但是傳統的數字電路磁通門因用算法實現相敏整流功能,所以整個電路系統反應慢且需要大量數字通信接口。鑒于此,本文提出了一種如圖2(a)所示的數字化相敏整流電路。該電路工作原理是通過高速AD對二次諧波信號進行采樣并轉換成串行數字信號,此數字信號與MCU提供的參考方波信號通過異或門進行異或運算,當參考方波信號為低電平時,數字信號不變,當參考方波信號為高電平時,數字信號取反。經過異或運算后的數字信號送入高速DA轉換器進行DAC轉換得到整流信號,最終實現了對二次諧波信號的相敏整流。

圖2 相敏整流

當二次諧波和參考方波信號嚴格對齊時,最終實現的理想效果如圖2(b)中實線所示。圖2(b)上方為濾波后的二次諧波信號(實線)設為Asin(ωt),中間為參考方波信號,下方為整流信號(實線)。從圖2(b)可知相敏整流后的信號是一個周期信號,其角頻率為2ω。則嚴格相位對齊進行相敏整流輸出信號中直流分量為:

(1)

在實際應用中,嚴格的相位對齊是很難做到的。假設參考方波信號和二次諧波信號的相位差為φ,此時圖2(b)上方為濾波后的二次諧波信號為Asin(ωt+φ),經過相敏整流后的波形如圖2(b)下方虛線,可以看出相敏整流后的信號也是一個周期信號,其角頻率為2ω。則進行相敏整流后信號中的直流分量為:

(2)

對比式(1)和式(2),當二次諧波和參考方波存在一個相位差φ時,相敏整流后的信號直流分量誤差(1-cosφ),當φ的值比較小時誤差比較小。本文在調試過程中,將參考方波信號和二次諧波信號的相位差控制在±10°,經過相敏整流后的最大直流偏差為(1-cos10°)×2A/π=0.015×2A/π。

圖3 數字相敏整流圖

本文使用了具有IIC接口的音頻編解碼芯片SSM2603和邏輯電路異或門完成數字相敏整流功能。其中芯片SSM2603內含有兩個獨立的24位AD和兩個獨立的24位DA。圖3是采用芯片SSM2603和異或門完成數字相敏整流的效果圖。圖3(a)是被測磁場不為零時的相敏整流圖。由于存在被測磁場,磁通門傳感器存在輸出信號,磁通門傳感器輸出信號經諧振和選頻放大后,選頻放大電路輸出二次諧波(圖3(a)上方)傳送到芯片SSM2603進行數字相敏整流,經過數字相敏整流后的輸出波形為圖3(a)下方波形,經測量得知,經過SSM2603相敏整流后的整流信號的平均值為1.281 V,與SSM2603的中點電壓1.5 V存在大約0.219 V的電壓差,這個電壓差間接的反應了被測磁場。

圖3(b)是被測磁場為零時的相敏整流波形圖。由于沒有被測磁場,磁通門傳感器沒有輸出信號,因此選頻放大電路幾乎沒有二次諧波輸出(圖3(b)上方波形),即選頻放大電路輸出直流,且直流電壓值應為選頻放大電路的中點電壓2.5 V,由于隔直電容的存在,此時SSM2603中的高速ADC沒有信號輸入,那么SSM2603的DAC就沒有整流信號輸出(圖3(b)下方波形),此時SSM2603的DAC輸出應該是其中點電壓1.5 V。經測量選頻放大電路(圖3(b)上方波形)的輸出值為2.448 V,SSM2603的輸出值(圖3(b)下方波形)為1.505 V。

3 數字磁通門軟件設計

數字磁通門軟件部分主要完成系統初始化、反饋電阻A/D采樣、控制外設、通信、數據處理與輸出等功能。工作流程如圖4所示。

圖4 系統軟件流程圖

本系統使用了大量的單片機外設資源,因此系統啟動后需要對各個外設進行初始化。對各個外設進行初始化時,應在程序開始前禁止一切中斷。根據系統軟件流程圖,先對串口初始化,本系統采用的單片機是USART3,主要用于單片機和上位機進行通信,配置USART3波特率為115 200,8個數據位,一個停止位,無校驗位。由于采用了音頻編解碼器SSM2603中的高速AD和高速DA進行數字相敏整流,而SSM2603采用IIC通信方式,所以使用單片機的IIC2和SSM2603進行通信,通信速率200 kbit/s。為了實時檢測電源電壓,采用單片機ADC的模擬看門狗功能,當ADC轉換值低于設置閥值時產生中斷。為了測量被測磁場值大小需要對反饋電阻上的電壓進行實時采樣,反饋電阻上的電壓值是由高精度AD轉換芯片ADS1256進行采樣,ADS1256采用SPI通信方式,采用單片機的SPI2,配置SPI空閑電平為低電平,每個周期的第2個時鐘沿采樣,SPI通信速率4 Mbit/s。本系統設計對時鐘信號要求嚴格,需要各個時鐘基準一致,所以電路的所有時鐘基準都由單片機產生,系統使用了TIM1～TIM5、TIM8共6個定時器。激勵信號由單片機DAC產生,因此需要對DAC進行初始化以產生4 kHz的正弦波。ADS1256是本系統的反饋電阻采樣AD,其具有多種工作模式和狀態,為了設置ADS1256合適工作狀態需要對其進行初始化設置。之后,需要對整個程序用到的數據結構以及存儲空間進行初始化,包括讀取參考方波相位偏移和補償系數。至此,單片機程序的初始化全部結束,最后,打開全局中斷,用于接收ADS1256數據完成中斷。之后單片機進入等待模式,等待ADS1256數據轉換完成。

4 實驗與結果

為了測量磁通門的測量范圍、線性度和頻率特性,因此需要產生純凈的可控磁場包括可控恒定磁場和可控交流磁場。圖5是測試測量范圍、線性度和頻率特性的原理框圖。在測試實驗中采用銅線圈產生可控磁場,為了使產生的可控磁場不受地磁場的干擾,將銅線圈、磁通門探頭和標準磁強計探頭(中國計量科學研究院制CTM-6W型磁通門磁強計,分辨力為0.1 nT)置于磁屏蔽桶(中國鋼鐵總院制,φ內100 mm×300 mm)中。直流信號源(Aglient E3620A)用于產生恒定磁場,低頻功率信號發生器(ZN1042)用于產生交流磁場,兩者通過選擇開關連接到銅線圈。數字萬用表(ESCORT EMD3150)用于測量低頻功率信號發生器的激勵電流的大小,示波器(Aglient DSO6032A)用于測量低頻功率信號發生器的信號頻率和磁通門感應線圈反饋電阻上的電壓值。

圖5 直、交流特性測量原理圖

4.1 測量范圍和線性度

按照圖5進行設備連接,將銅線圈、標準磁強計探頭和磁通門探頭放入磁屏蔽桶中,利用選擇開關將直流穩壓電源和銅線圈連接到一起,通過調節直流穩壓電源輸出的電壓值使銅線圈產生不同強度的恒定磁場。同時記錄標準磁強計顯示數據和磁通門的輸出數據。測得磁通門輸出測量范圍:X軸為±62 800 nT,Y軸為±62 900 nT,Z軸為±62 700 nT。圖6是磁通門的線性度(以Z軸數據為例)圖,其中圓點為測量數據點,直線為擬合直線?？芍磐ㄩT的輸出值與測量磁場值呈線性關系。

圖6 磁通門的線性度

4.2 頻率特性測試

按照圖5進行設備連接,將銅線圈、標準磁強計探頭和磁通門磁強計探頭放入磁屏蔽桶中,利用選擇開關將低頻功率信號發生器和銅線圈連接到一起,利用數字萬用表測量激勵信號電流值,示波器分別測量激勵信號的頻率和磁通門傳感器反饋電阻的電壓值。通過調節低頻功率信號發生器輸出信號的電壓和頻率使得銅線圈產生頻率可控、幅值不變的正弦磁場。同時記錄激勵信號頻率和反饋電阻上電壓的有效值。為了方便處理,將測得的數據進行歸一化處理,得到的結果如圖7所示?？芍磐ㄩT反饋回路的-3 dB帶寬約為240 Hz。

圖7 磁通門頻率特性

4.3 分辨力測試

在對磁通門進行分辨力測試過程中,對磁場要求較高。要求恒定磁場的變化值不能大于1 nT且磁場值能夠以1 nT為步進單位進行遞增或者遞減。地磁場的穩定性優于人工產生的磁場,因此在地磁場環境下進行磁通門的分辨力測試。具體測試步驟如下:

①將標準磁強計放在三軸無磁轉臺上,在水平面上旋轉無磁轉臺,得出此時的地磁場分量值的最大值Hx=32 082.5 nT。

②取下標準磁強計,將磁通門探頭安裝在無磁轉臺上,使X軸處于水平面上,在水平面上緩慢地旋轉無磁轉臺,尋找磁通門的X軸輸出最大值的位置,記錄此刻磁通門的輸出數值X0和無磁轉臺的姿態信息。

③分別沿順時針、逆時針方向旋轉無磁轉臺,使磁通門輸出的數值變為X0-1,對比此刻無磁轉臺姿態信息和輸出最大值的姿態信息,得出旋轉角α。

④將磁通門探頭的Y軸、Z軸分別放置與水平面上,重復步驟2和步驟3。根據式(3)計算磁通門的分辨力。

ΔH=Hx(1-cosα)

(3)

在實驗過程中,傳感器探頭固定不變時,磁通門磁強計的輸出值仍會有2 nT左右的跳動,為了方便測量,可以測量多組數據取平均值作為此刻的測量值。本次測試取256個點的平均值,因此在旋轉無磁轉臺過程中一定要慢。測試數據如表1所示,可知磁通門的分辨力在2 nT以內。

表1 磁通門分辨力測試數據

5 結論

本文設計了一款基于異或運算相敏整流電路的數字閉環式磁通門傳感器,有效地提高了磁通門傳感器的溫度性能;同時,本系統僅通過高速AD、高速DA以及異或門等硬件電路完成數字相敏整流功能,與基于數字處理器(MCU、DSP、FPGA、ARM)通過算法實現數字相敏整流功能相比,不僅節約了數字接口,而且減少了數字處理器的運算負擔,為進一步通過數字硬件電路優化相敏整流功能奠定了一定的基礎。

參考文獻:

[1] 劉詩斌. 微型智能磁航向系統研究[D]. 西安:西北工業大學,2001.

[2] 張學孚,陸怡良.磁通門技術[M]. 北京:國防工業出版社,1995:6-9.

[3] Ripka P,Billingsley S W. Fluxgate:Tuned vs. Untuned Output[J]. IEEE Transactions on Magnetics,1998,34(4):1303-1305.

[4] Ripka P,Janosek M. Advances in Magnetic Field Sensors[J]. IEEE Sensors Journal,2010,10(6):1108-1116.

[5] Primdahl F,Petersen J R,Olin C,et al. The Short-Circuited Fluxgate Output Current[J]. Journal of Physics E-Scientific Instruments,1989,22(6):349-354.

[6] Bruno Andò,Salvatore Baglio,Adi R Bulsara,et al. “Residence Times Difference”Fluxgate[J]. Measurement,2005,38(2):89-112.

[7] 吳樹軍. RTD型磁通門傳感器數字量化技術研究[D]. 長春:吉林大學,2014.

[8] 馬波. 遲滯時間差型磁通門傳感器及磁測裝置的設計[D]. 長春:吉林大學,2010.

[9] 趙蘭霞. 時間差型磁通門傳感器研究及設計[D]. 長春:吉林大學,2012.

[10] 馮文光,劉詩斌. 閉環反饋式數字磁通門傳感器[J]. 傳感器與微系統,2009,28(9):79-85.

[11] 馮文光,劉詩斌,李菊萍. 數字磁通門傳感器的自動相位對準[J]. 傳感技術學報,2012,25(2):212-214.

[12] 劉昭元,劉詩斌. 基于DSP的數字磁通門傳感器設計[J]. 傳感技術學報,2009,22(9):1280-1283.

[13] 劉仕偉,劉詩斌. 基于FPGA的數字磁通門傳感器系統設計和實現[J]. 現代電子技術,2011,34(12):198-204.

[14] 王永波,劉詩斌,馮文光,等. 基于ARM的低成本高分辨率磁通門磁強計[J]. 傳感技術學報,2014,27(3):308-311.