巖石聲發射弱信號的寬帶線性放大方法

齊文博

（中國地震局地質研究所北京100029）

巖石變形特性測試實驗[1-3]常采用聲發射系統采集巖石變形過程中的聲發射信號以反映巖石內部某些物理特征。原始聲發射信號[4-7]往往非常微弱以至于需要被放大后才行進行數字化重構，而微弱的聲發射信號又都是伴隨著嚴重的電磁環境噪聲，且巖石中的聲發射信號頻帶很寬，因此聲發射信號的調理電路需要高信噪比和高帶寬來在寬頻帶范圍中線性放大弱原始信號。考慮實際應用中，外部供電電源的簡便性，信號拾取電路采用單路開關電源供電，配以特殊設計的電源濾波電路和信號調理鏈路來保證放大后信號的高信噪比和寬頻帶線性重構。

1　聲發射信號調理電路特性

1.1　聲發射信號拾取電路結構選擇

巖石變形測試實驗中的聲發射系統常常采用壓電探頭來拾取微弱信號，通常這個過程產生的聲發射信號頻譜非常廣，可從低頻1 kHz到高頻2 MHz，有時巖石變形產生的低頻聲發射信號可到Hz級別。目前，聲發射弱電荷信號的拾取電路通常有兩種結構：電壓放大和電荷放大。電壓放大電路具有電路簡單，調試容易等優點，不少學者也致力于這一結構電路的研究，如孫濤、韓東軒等[8]研制的幻像電源供電的聲發射前置放大器。但是用于聲發射檢測的電壓放大器也有不少缺點，如受外部電纜制約等。

圖1（a）為壓電傳感器接電壓放大器的等效模型。圖1（a）中當壓電元件在外力F=Fmsinωt的作用下產生的電信號經過電纜電容Cc和運放輸入端雜散電容Ci以及壓電元件本身輸出電阻R的作用到達運放輸入端后，反映在運放輸入端電壓為ui。

式（1）中ω為被測信號的角頻率，d為壓電系數。若ω很大時，則輸入電壓ui的幅度可簡化為式（2）。

由式（2）知壓電元件產生的電信號反映在電壓放大器輸入端的電壓受電纜電容Cc和運放輸入端雜散電容Ci的影響，當Ci一定，外部電纜規格、長度等改變時ui也會

圖1　電荷信號拾取電路模型

圖1（b）為電荷放大器接壓電傳感器的等效模型。由運放輸入端的虛短原理可知，壓電元件在外力F的作用下產生的電荷信號經過電纜電容Cc和運放輸入端雜散電容Ci的影響后反映在運放輸入端的輸入電壓ui=0，故當運放反饋電阻Rf很大時，壓電元件輸出的電荷量q反映在運放輸出端電壓遵從式（3）。式（3）中，Cf為運放的反饋電容。運放輸出電壓與壓電元件的電荷量比值即為電荷放大器的靈敏度k，k遵從公式（4）。

由公式（3）和（4）可知，電荷放大器放大壓電傳感器后的輸出信號電壓幅度只與反饋電容Cf有關，與外部電纜電容和運放輸入端雜散電容等無關，即不受外部測試條件的影響。從這點看，電荷放大器很適合作為聲發射系統的前置信號調理電路。

1.2　聲發射信號調理器元件選型

由1.1節知，本文選取電荷放大器對聲發射信號進行寬帶線性放大，電荷放大器的主體運選型應綜合考慮以下情況。

1）聲發射信號的帶寬較大（Hz～MHz），故運放應選取較大壓擺率和帶寬的運放。實際使用中運放應遵從公式（5）進行選型。

式（5）中slew為運放的壓擺率，單位為V/S，fH為被放大信號的上限頻率，Vop為放大后信號的單邊峰值幅度。

2）為了使用方便和調試簡單，運放采用單一正電源供電。考慮電源的通用性，采用單12V開關電源對電荷放大器進行供電，因此信號調理器主體運放應具有單電源供電特性和足夠大的輸出電流以驅動后級輸入級電路。

3）由于電荷拾取電路的反饋電阻Rf很大（MΩ～GΩ），因此一般運放的輸入偏置電流在nA級別便可產生數伏左右的偏置電壓。基于此，調理器應選取低偏置電流的運放，同時運放應具有較高的輸入阻抗Ri，以減小壓電元件輸出電荷q在Ri上的泄露。

綜上所述，本文設計的聲發射信號調理器選取AD8652作為主體放大單元。反饋電容選取泄露電阻大的聚苯乙烯電容，它可以在高頻時快速泄放反饋電阻Rf上積累的電壓信號，同時聚苯乙烯電容的溫度系數較小，絕緣電阻大，電容穩定性良好[9-10]。反饋電阻應選取噪聲小，高頻性能好且溫度系數小，穩定性小的玻璃釉電阻。

2　寬帶聲發射信號調理器設計

2.1　供電電源濾波設計

開關電源的電源傳導噪聲頻譜非常廣，大致為10 kHz～30 MHz，且分為不同的表現形式：輸出脈沖噪聲、輻射電場噪聲以及紋波噪聲[11-13]。輻射電場噪聲可通過外加屏蔽殼解決，而紋波噪聲和脈沖噪聲對放大器的輸出信號信噪比影響較大，一般的開關電源紋波幅度為輸出電壓幅度的0.5%～1%，而脈沖噪聲幅度可達2%～5%。脈沖噪聲可由在特定頻率下有較大阻抗的磁珠以熱能的形式耗散掉，紋波噪聲則可用電子濾波器[14]進行最大化濾除。圖2（a）為寬帶聲發射信號調理器供電電源濾波設計。

圖2（a）中NPN三極管Q1做射級跟隨，由于三極管的阻抗變換功能，輸入端的基極電阻R1和濾波電容C4折合到三極管輸出端時的輸出阻抗為R1/（1+β），輸出電容為（1+β）c4。R1為三極管Q1提供基極偏置電流，同時R1和C4組成的一階RC濾波器，將電源中的紋波噪聲降低到很低的范圍內。

2.2　寬帶聲發射信號調理放大設計

寬帶聲發射信號調理鏈路如圖2（b）所示，P1外接壓電傳感器，P2輸出放大后的寬帶聲發射信號。R1既可抑制來自P1的外部噪聲，又是二極管D1的限流電阻。雙向二極管D1的公共點接2.5 V基準源，一方面將外部輸入電荷信號的共模電壓提升至運放供電電壓的中點，以便單電源運放能線性放大原始信號；另一方面將外部輸入電荷信號的差模電壓限制在-0.7～+0.7 V范圍內。

考慮電荷放大級的反饋電阻Rf過大，二極管D1的反向電流應越小越好，本文推薦使用低漏電流二極管BAV199。反饋電容Cf、反饋電阻Rf和AD1組成的電荷拾取級將原始聲發射電荷信號送至AD1和AD2組成的100倍單電源同相放大器[15]進行放大，運放AD1和AD2間通過C3和R4組成的一階高通濾波器耦合以濾除低頻噪聲。

圖2（b）中運放AD2的第2通道組成的單電源供電的Sallen-Key濾波器[16]濾除聲發射信號帶寬外的高頻雜波，此濾波器的高頻截止頻率fH遵循式（6），本文設置其帶寬為2 MHz。AD2的7腳端接電阻可將此信號調理電路的輸出阻抗配置為50Ω便于和后級50Ω輸入阻抗采集儀器進行阻抗匹配。

3　信號調理鏈路仿真驗證

信號調理鏈路采用multisim12進行仿真驗證，驗證電路模型如圖3（a）所示。

圖3（a）采用C4、C2和R8組成的阻容網絡來模擬壓電傳感器，電流源I1模擬電壓傳感器受到的外部作用力。由于AD8651和AD8652的運放特性一致，故仿真模型選用AD8651作為調理電路仿真的主放大器。4個運放間采用交流方式耦合，低頻截止頻率設置為1 kHz。仿真模型設置U4組成的二階高通濾波器的高頻截止頻率為2 MHz，并置電流源I1的激勵電流為1×10-8A，激勵波形為正弦波。圖4（a）中，電流源I1和阻容網絡的負極接2.5 V電源以將電荷信號提升至電源的中點位置，保證放大后信號不會失真。圖3（a）用XBP1波特率儀觀察信號調理電路在寬頻帶上的增益響應，得到圖3（b）所示的調理電路增益響應曲線。由圖3（b）知，調理電路在1 kHz～2 MHz范圍內增益較為平坦，放大增益為98～64 dB，從2 MHz開始電路增益開始以迅速下降，驗證了圖2（b）中聲發射寬帶信號調理鏈路的寬帶性。

圖2　寬帶聲發射信號調理器設計圖

圖3　寬帶聲發射信號調理器仿真驗證

4　電氣性能測試

本文采用斷鉛實驗對圖4（a）所示的寬帶

聲發射信號調理器進行電氣性能的測試。圖4（b）為測試調理器的實驗平臺，為保證調理器輸出信號的最優信噪比，調理器采用鋁制外殼進行電磁屏蔽。

圖4　（聲發射信號調理器實物與電氣測試

圖4b）中實驗樣品為150*50*50 mm的漢白玉巖石；巖石樣品中心位置粘貼一個頻率范圍為100～900 kHz的寬頻聲發射探頭來拾取聲發射寬帶弱電荷信號，寬帶聲發射信號調理電路隨后放大聲發射探頭拾取的弱信號。圖4（b）中A點為斷鉛點，示波器采用交流耦合，采樣率為25 MHz，輸入阻抗為1 MΩ，以此來觀察斷鉛產生的聲發射信號。

圖5（a）為斷鉛實驗實際采集的聲發射時域信號。經測量，寬帶聲發射信號調理器放大后的聲發射時域信號峰值接近電源軌2.5 V，且信號本體噪聲峰值為0.01 V，信噪比為48 dB，滿足實際使用要求。圖5（b）為時域信號對應的頻譜圖。由圖5（b）知，寬帶聲發射信號調理器放大后的斷鉛聲發射信號頻域范圍大約在10～500 kHz內，且斷鉛聲發射信號能量在高于2 MHz的頻域范圍內幾乎無分布，這也驗證了本文研制的聲發射信號調理器的寬頻帶放大能力。

5　結論

1）本文從聲發射信號寬頻帶分布特點出發，在分析理論模型后，確定了寬帶聲發射信號的線性放大方法，即采用電荷拾取并二級同相放大加末極Sallen-Key濾波器的電路結構對聲發射弱電荷信號進行寬帶線性調理。

2）寬帶聲發射調理器外部用單開關電源供電，簡化了外部供電設施，提高了使用方便度；內部用電子濾波結合LDO的方式最大程度濾除外部的電磁干擾和雜散噪聲。

圖5　漢白玉斷鉛實驗

3）本文用multisim12建立了該寬帶聲發射信號調理器的仿真模型并對其進行驗證。仿真結果顯示該調理器在寬帶范圍內對弱信號的放大增益為98～64 dB，較為平坦，且從高頻截止頻率處開始，放大增益迅速下降，從仿真角度驗證了調理器的寬頻帶信號調理能力。

4）本文用巖石斷鉛實驗實際測試了該調理器的電器性能，測試結果顯示，該調理器放大后的斷鉛聲發射信號峰值接近電源軌2.5 V，信噪比為48 dB，頻率響應均分布在該調理器的通頻帶范圍內，符合實際使用需要。