基于單端反激電路的高壓輔助電源設(shè)計

王和杰，徐廣鸚，周徐達，陳　炯，馮鋮鋮

(1.國網(wǎng)上海市電力公司檢修公司，上海　200063；2.上海電力學(xué)院，上海　200090)

輔助電源以其高效率、高可靠性等優(yōu)點被廣泛應(yīng)用于各種電源變換模塊中，為各種控制電路以及驅(qū)動電路供電。隨著變頻器、濾波器、通信電源等電力電子設(shè)備應(yīng)用水平的不斷提高，對輔助電源的要求也越來越高。高壓輸入的輔助電源在各種電力電子設(shè)備中采用就近功率單元布置，并將設(shè)備內(nèi)部通過逆變產(chǎn)生的直流電作為輔助電源的輸入端，相比于傳統(tǒng)的輔助電源從變壓器輸入端獲取電壓，本文中設(shè)計輔助電源系統(tǒng)更加簡單可行，而且通過芯片控制，大大降低了外部設(shè)備帶來的干擾，可靠性加強。

將反激變換電路結(jié)合到輔助電源系統(tǒng)中，由控制芯片UC1843控制開關(guān)管通斷頻率與占空比的大小，并結(jié)合內(nèi)部反饋系統(tǒng)，可根據(jù)輸入電壓與輸出端負載的值直接調(diào)節(jié)開斷頻率，從而實現(xiàn)整個系統(tǒng)的控制與調(diào)節(jié)作用。

本文針對輔助電源的控制調(diào)節(jié)系統(tǒng)，以及與反激變換協(xié)調(diào)控制的原理和工作模式進行詳細地說明。對于一定負載范圍內(nèi)輸出電壓的穩(wěn)定性情況作出測試，最終設(shè)計出一套電壓更為穩(wěn)定，效率更高的輔助電源方案為目的。

1　輔助電源設(shè)計原理

本文設(shè)計的輔助電源系統(tǒng)是以單端反激變換電路作為主電路結(jié)構(gòu)，其輸入端電壓Uin采用400 V DC，輸出電壓Uo為24 V DC，輸入功率Pe為50 W，功率元件的開斷頻率fk為40 KHz，圖1給出了輔助電源拓撲結(jié)構(gòu)電路。為設(shè)計出高精度、高功率密度的輔助電源設(shè)備，對其功率器件的功耗、體積都要有嚴格的設(shè)計要求。輔助電源中選用UC1843型號的芯片來控制反激變換電路中開關(guān)管的通斷，UC1843是以采樣到的電流值作為其工作、截止的反饋信號；開關(guān)管選用Infineon公司的IPW65R070C6型MOSFET管(耐壓值650 V，導(dǎo)通電流33.8 A)。

圖1　輔助電源拓撲結(jié)構(gòu)圖

1.1　輔助電源原理分析

輔助電源系統(tǒng)首先利用電阻R1和穩(wěn)壓管D1進行分壓，將輔助電源懸浮于大地電位，然后再利用電阻Rin和穩(wěn)壓管D6進行分壓降低輔助電源承受的電壓值。由于UC1843芯片可采用低電流供電，故利用R2和R3電阻限流，將小電流輸入到UC1843的VCC管腳，為UC1843提供啟動電壓，同時為儲能電容Cin充電；當(dāng)電容Cin上的電壓存儲到一定值時，電阻R3和電容C2上存儲的能量達到單向可控硅S1的導(dǎo)通電壓值的大小時，此時S1就會形成通路；電流經(jīng)分壓電阻Rin，變壓器T1，場效應(yīng)管M1和采樣電阻RS構(gòu)成回路，UC1843開始工作。

UC1843由RT/CT管腳外接電阻RRT和電容CCT，通過對其參數(shù)改變，來對芯片振蕩頻率進行調(diào)節(jié)，最高振蕩頻率可達500 kHz。經(jīng)OUTPUT輸出管腳為MOS管M1輸出控制信號，當(dāng)控制信號為高電平時，M1導(dǎo)通。此時變壓器原邊1、2流過電流，在副邊3、4形成相應(yīng)頻率的方波電壓。該電壓通過整流管D8和濾波電容C6輸出直流電信號，與UC1843的電源管腳VCC相連，為UC1843供電，從而使UC1843進入電壓供電的正常模式。

為了使UC1843供電電壓穩(wěn)定，根據(jù)所選擇的UC1843供電電壓，通過電阻R4、R5和R8構(gòu)成的電阻分壓器將電壓的反饋信號經(jīng)2號電壓反饋管腳輸入到UC1843內(nèi)部誤差比較放大器，并通過電阻R7反饋，UC1843根據(jù)反饋電壓信號和基準(zhǔn)信號的比較，對信號輸出管腳輸出驅(qū)動信號的占空比進行調(diào)節(jié)，使UC1843的電源電壓穩(wěn)定在所設(shè)定值上。系統(tǒng)為了防止過流，利用UC1843的電流取樣管腳進行電流反饋，對通過繞組的電流進行限制，根據(jù)UC1843的工作原理，當(dāng)采樣電阻RS上的電壓高于1 V時，UC1843停止工作。

此外，為了向其他測控單元進行供電，通過添加繞組5、6經(jīng)過整流得到所需直流電壓。

1.2　輔助電源控制電路設(shè)計

1.2.1工作電壓和電容的選擇

電路中經(jīng)AC-DC變換電路輸出400 V DC信號作為輔助電源系統(tǒng)的輸入信號。該電壓信號根據(jù)一定裕量范圍計算可得一個最高電壓Udcmax為420 V DC和一個最低電壓Udc min為380 V DC。當(dāng)外部電路提供400 V電壓時經(jīng)分壓電阻作用在UC1843芯片電源端，控制其啟動工作。UC1843工作電壓為8.4 V，電流為1 mA，在電源電壓為Udc min時，工作電阻Rin的取值由確定為：

(1)

(2)

當(dāng)芯片開始正常工作以后，UC1843上流過的電流也會相應(yīng)的增加，最高的工作電流可以達到100 mA。芯片的工作電流由芯片外圍儲能電感提供，當(dāng)電容內(nèi)部的電荷量用來為芯片提供給電流時，芯片工作電壓就會相應(yīng)降低。當(dāng)?shù)陀?.6 V時，芯片可能會停止運行，若想維持芯片正常工作，就要通過反激變換電路的反饋繞組為系統(tǒng)提供相應(yīng)的電壓。啟動電容的容量可計算得到：

(3)

取Rin=200 kΩ，Pin=1 W，Cin=100 μF。

1.2.2反饋繞組的匝數(shù)計算

(4)

式中Np——反激變換電路原邊繞組匝數(shù)；Dmax——最大占空比；Ns1——反饋端繞組匝數(shù)。

1.2.3占空比D計算

UC1843帶有自反饋功能，可以根據(jù)外部參數(shù)的變化來調(diào)節(jié)輸出控制信號的占空比的大小。UC1843輸出的最大占空比Dmax=0.5。當(dāng)原邊電壓值較小時，為了維持系統(tǒng)穩(wěn)定，就會調(diào)節(jié)占空比為最大。

(5)

(6)

則UC1843輸出控制信號占空比范圍為0.5～0.45。

1.2.4調(diào)制頻率fosc

振蕩器的振蕩頻率fosc由RRT和CCT決定，電容CCT由參考電壓Vref(5 V)，通過電阻R充電，振蕩頻率可調(diào)，最大工作頻率可達500 kHz。

(7)

取RRT=9 kΩ，CCT=2.2 nF，fosc=80 kHZ。

1.2.5電流取樣比較

當(dāng)反激變換電路的功率管導(dǎo)通時，Np線圈上就會有電流產(chǎn)生，且線性增加，在MOS管的S極串聯(lián)一電流采樣電阻RS，可作為MOS管的保護作用，當(dāng)流過MOS管的電流過大時，RS的電壓值就會增加，Ud=RSi，取樣電壓Ud經(jīng)RC變換為直流電后，送到UC1843的ISENSE腳。假如RS端電壓高于1 V時，則控制芯片就會關(guān)閉電源停止工作，從而保護功率器件避免大電流脈沖擊壞。RS一般取值為RS=1/Ip，功率為1 W。經(jīng)計算，可取R=1 kΩ，C=470 pF。

1.3　反激電路設(shè)計

與其他拓撲電路相比，正反激電路具有輸入輸出電氣隔離，安全性好，而且電路簡單，易于繞制等優(yōu)點。圖2給出了反激變換拓撲，當(dāng)芯片UC1843輸出信號端口輸出高電平時，MOS管導(dǎo)通，反激變換電路的Np中有電流iL1導(dǎo)通，磁芯磁化，磁通增加，從而在NS中產(chǎn)生感應(yīng)電壓，電流方向與二極管導(dǎo)通方向相反，相當(dāng)于開路，儲能電容為負載提供電量；當(dāng)芯片UC1843輸出信號端口輸出低電平時，電路情況相反，電容充電。

圖2　單端反激電路拓撲結(jié)構(gòu)圖

反激電路實質(zhì)上是耦合的儲能電感，開關(guān)管的開斷過程就是其能量存儲與釋放的過程。

假如在功率管的導(dǎo)通關(guān)斷期間，反激電路可以把導(dǎo)通時間段內(nèi)存儲的能量，在關(guān)斷時間段內(nèi)完全由副邊線圈釋放掉，則這種傳遞方式稱之為能量完全傳遞方式；相反，假如能量在一個關(guān)斷時間內(nèi)無法完全釋放，則這種傳遞稱之為能量的不完全傳遞方式。如果把能量傳輸方式用電流表示，則在能量完全傳遞方式下電流連續(xù)工作，能量不完全傳遞方式下，電流斷續(xù)工作，用電流波形表達方式如圖3所示。圖3中，Np表示原邊線圈；ip表示原邊電流；NS表示副邊線圈；iS表示副邊電流；

圖3　電流波形圖

設(shè)定的整個變換電路的輸入側(cè)電壓范圍為380～420 V，輸出側(cè)電壓為24 V，額定工作電流為2 A，功率管開斷頻率設(shè)定為40 KHz，則高電平Ton脈沖時間范圍為最大脈寬11.25～12.5 μs，反激變換電路副邊整流管導(dǎo)通電壓為0.7 V，由此計算相關(guān)參數(shù)。

1.3.1電流不連續(xù)工作模式允許的最大電感LA

為使問題簡化，設(shè)變壓器效率η為100。當(dāng)Pi較大時，說明負載較大，反之負載較小。

輸入功率Pi=(24+0.7)×2=49.4 W

若想讓反激變換電路完全工作在電流不連續(xù)的模式，則變換電路在最大負載，最小輸入電壓的情況下仍然成立，則由此計算所得的Np電感取值LA可作為原邊電感Lp最大范圍值。LA用下式計算：

式中Emin——最小輸入電壓下限；Ton max——最大導(dǎo)通時間用表示；T——周期；Pimax——最大輸入功率。

1.3.2電流不連續(xù)工作模式允許的最小值LB

在負載最小的情況下，Np兩端流過的電壓最大時可以計算出的原邊線圈電感量作為容許的最小值。容許Lp的最小值應(yīng)為LB，其計算公式為

式中Emax——兩端流過的電壓最大值；Ton min——導(dǎo)通時間最小；Pimin——最大輸入功率表示。

一般對于Lp的取值為最大值，即輸入電壓最低，而輸出端負載最大的情況下，Lp=LA。

1.3.3變壓器結(jié)構(gòu)參數(shù)AP

J=395×104(A/m2)

式中D——占空比，選用最大占空比Dmax；f——工作頻率；K——磁芯的填充系數(shù)，一般取值為0.2～0.4。

由反激變換設(shè)計中采用的面積法，根據(jù)磁芯結(jié)構(gòu)參數(shù)Ap的取值來對磁芯材料進行選擇，本文中選用軟磁鐵氧體PC40，型號ETD34。

1.3.4計算初級與次級繞組匝數(shù)以及匝比n

原邊繞組匝數(shù)Np：

式中Ae——磁芯的有效截面積，其值的大小可根據(jù)選擇的磁芯型號查表獲得。

根據(jù)Np和n計算出次級繞組匝數(shù)NS：

取Np為256匝，NS為16匝，n為16，Ns1為7匝(由(4)式計算可得)。

1.3.5磁芯有效磁導(dǎo)率μe

式中Lp——Np的電感量，一般取值已計算，H；le——磁芯有效磁路長度，m；Ae——磁芯有效截面積，m2。

1.3.6磁芯開氣隙量lg

式中μ——磁心的材料磁導(dǎo)率。

1.3.7初級電流i1最大值i1p

初級電流i1的有效值為I1：

I1達到最大時為I1max：

1.3.8繞組的電流密度J

J=Kj(AwAe)x=3.375(A/mm2)

式中Kj——電流密度系數(shù)，用來表征電流密度的常數(shù)，一般取值365(允許溫升50℃)；Aw——磁芯窗口面積；Ae——磁芯有效截面積，且AwAe=Ap。

1.3.9線徑計算

原邊線徑dp：

次級電流I0：

I0=nI1=3.552(A)

副邊線徑dS：

反饋繞組線徑dS1：

考慮集膚效應(yīng)：

線徑需滿足d≤Δ即d≤0.330 5(mm)

本變壓器選用直徑0.25 mm的銅線滿足條件。為了減小繞組間漏感量的影響，以及考慮高頻變壓器集膚效應(yīng)，變壓器原邊以及反饋線圈采用雙股并繞方式，NS繞組采用五股導(dǎo)線并行繞制，變壓器繞組結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4　反激變壓器繞制示意圖

2　輔助電源測試及仿真分析

為了對輔助電源系統(tǒng)設(shè)計的正確性進行檢驗，利用PSPICE電路仿真軟件，針對圖1設(shè)計的單端反激變換電路與輔助電源進行仿真測試，針對控制芯片UC1843的輸出驅(qū)動信號波形、反饋信號調(diào)節(jié)驅(qū)動脈沖的占空比，穩(wěn)定輸出電壓特性、反饋繞組為UC1843提供工作電壓特性以及輔助電源輸入輸出電壓值進行仿真分析，圖5～圖8分別為其對應(yīng)仿真波形。

圖5中Ugs為芯片UC1843輸出端輸出的驅(qū)動電壓信號，開斷周期為25 μs，占空比0.5，高電平電壓為13 V。

圖5　驅(qū)動脈沖信號波形

圖6中，Ugs為芯片UC1843產(chǎn)生的驅(qū)動電壓，U2為負反饋電壓，由外部系統(tǒng)提供的400 V DC經(jīng)過電阻分壓電路供電，通過芯片內(nèi)部誤差放大器對U2進行采樣并與內(nèi)部設(shè)定好的2.5 V電壓特定值作出比較，U2電壓越高則相應(yīng)的輸出端驅(qū)動電壓的占空比越小，以此穩(wěn)定整個電源系統(tǒng)輸出電壓值。圖6中當(dāng)U2為2.6 V時，對應(yīng)Ugs占空比接近0.45，當(dāng)U2為2.3 V時，對應(yīng)Ugs占空比接近0.5。

圖6　反饋信號與驅(qū)動脈沖信號波形

圖7中UCC為控制芯片工作電壓，Us1為反激電路反饋電壓波形，經(jīng)AC-DC轉(zhuǎn)換后為芯片提供正常工作電壓。當(dāng)UCC值為8 V較低時，通過控制輸出脈沖信號占空比來調(diào)節(jié)變壓器副邊反饋繞組導(dǎo)通占空比，提高反饋電壓Us1值。

圖7　控制芯片工作電壓與反饋繞組電壓波形

該款輔助電源系統(tǒng)的Uin值為400 V DC，在接入額定負荷的條件下，Uo為24 V DC，反激反激變換電路的副邊電壓Us的電路波形見圖8。

圖8　輸入輸出電壓波形

3　實驗結(jié)果與分析

通過對輔助電源系統(tǒng)樣機中負載、400 V DC前級電壓以及24 V DC后級電壓值進行仿真檢測，并對其相關(guān)特性及其可行性作出分析。

3.1　負載特性分析

系統(tǒng)輸入400 V直流電壓恒定，負載阻值從9到15 Ω逐漸增大，對應(yīng)的輸出電壓值變化如圖9(a)所示，當(dāng)負載取值加大時，Uo也相應(yīng)的加大。負載取值在9 Ω～15 Ω范圍內(nèi)時，Uo也可以保持較小的偏差。

3.2　輸入特性分析

保持額定負載12 Ω恒定的情況下，輸入直流電壓從370 V到430 V逐漸增大，對應(yīng)的輸出電壓值變化如圖9(b)所示，輸入輸出電壓值維持正比例關(guān)系，當(dāng)前面參數(shù)增大時，后面參數(shù)也隨之增大。但是，在一定的范圍內(nèi)其值基本恒定。

圖9　不同負載、輸入電壓下輸出電壓值

3.3　輸出電壓波形特性分析

將已經(jīng)設(shè)計好的輔助電源樣機輸入端接400 V直流電，并對12 Ω負載進行供電測試時，采用MSO3014示波器對各端相關(guān)參數(shù)進行測試，圖10給出了負載兩端的電壓波形。由示波器顯示的電路波形可以看出，在前段輸入電信號穩(wěn)定的情況下，輸出端的24 V DC電壓波形也較為穩(wěn)定。

圖10　輸出電壓波形

4　結(jié)語

通過對電源系統(tǒng)相關(guān)特性進行分析，并利用仿真以及示波器測試結(jié)果看出，在設(shè)定的輸入端電壓在較小的參數(shù)之間變化時，該輔助電源系統(tǒng)能夠穩(wěn)定的維持輸出電壓值基本保持恒定，從而確保設(shè)計的輔助電源系統(tǒng)的可行性。

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