數字式低壓正弦波變頻電源研究與實現

馬 昭

（西安航空學院 電子工程學院，西安 710077）

近年來，數字控制器越來越多應用于電源中。數字控制器具有較強的抗干擾能力，受外界溫度環境影響較小，且具有較高的智能性，方便實現多種控制策略的混合控制，降低了硬件電路的成本。數字控制替代傳統模擬控制芯片，使得電源設計和控制更加靈活便捷。本設計使用自帶PWM波形發生器的增強型51單片機—STC15W4K32S4系列單片機為控制器實現變頻電源設計。利用SPWM控制技術將直流電逆變為交流電，實現變頻控制功能。

1 總體結構與分析

本設計總體結構如圖1所示，采用增強型51單片機通過內部編程輸出SPWM信號來控制全橋電路，以實現電源的逆變。主要可以分為控制電路和功率電路。控制電路主要包含STC15W4K32S4系列單片機控制器、按鍵控制電路和LCD1602液晶顯示電路。功率電路主要包含全橋逆變電路、驅動電路、穩壓電路、保護電路和輸出濾波電路。用光耦隔離將控制電路與功率電路進行隔離，防止功率電路的高頻及大功率對控制電路造成干擾，保護控制器正常可靠的工作。

圖1 電源總體結構Fig.1 General structure diagram of power supply

2 硬件電路設計

2.1 驅動及功率主電路設計

功率主電路由MOSFET構成的全橋逆變電路組成。由于單片機產生的SPWM信號不足以驅動全橋電路上的功率器件MOSFET，所以需要通過驅動電路將單片機輸出的SPWM控制信號放大進行驅動。本設計采用2片IR2110芯片驅動H橋上的功率MOS管[1]。驅動電路及功率電路原理如圖2所示。

圖2 驅動及功率主電路Fig.2 Drive and power main circuit diagram

圖中C1和C8是自舉電容。D1和D6是給自舉電容充電的快速二極管，用來防止工作時高電壓流入Vcc端口燒壞IR2110芯片。C2和C9是邏輯電源Vdd（采用 5 V）的濾波電容，C5、C6、C10和 C11為功率電源Vcc（采用 12 V）的濾波電容。 D2、D3、D4和 D5也是快恢復二極管，使用1N4148，其作用是當IR2110發出關斷MOSFET信號時，給功率器件從導通狀態轉換為關斷狀態提供一個快速釋放電荷的通道，達到迅速關斷的目的，可以降低關斷損耗。R2、R3、R7和R8為MOSFET柵極與IR2110的輸出之間的限流電阻。R4、R5、R10和 R11為 MOSFET 的泄放電阻，防止靜電擊穿MOSFET。此設計使用的MOSFET為IRF3710，具有較低的導通電阻，可以降低電源的導通損耗。

2.2 輸出濾波參數設計

輸出采用LC二階低通濾波器來濾除逆變電路輸出的諧波分量。此次設計采用SPWM信號的載波頻率為20 kHz。通常取的LC濾波器的轉折頻率是逆變電路輸出頻率的1/10[2]。即LC濾波的轉折頻率：

在此，濾波器電感L為1 mH，電容C采用5 μF無極性電容。

2.3 過流保護電路

通過電壓比較器LM393將輸出端的電壓與給定的電壓作比較從而進行過流保護，利用IR2110驅動芯片的SD端口封鎖H0和L0兩路的輸出信號，關閉SPWM信號，從而關斷電源的輸出，起到電路保護的作用[3]。

過流保護電路如圖3所示，在此使用LM393雙電壓比較器，LM393內置有2個比較器，此設計只需用到其中1個即可。經全橋逆變輸出通過檢測康銅絲電壓檢測橋臂電流I，康銅絲兩端的電壓經R17及C13組成低通濾波后流入LM393的1IN+引腳，另一個輸入引腳1IN-的輸入信號為+5 V電壓經過R15與R18的分壓和R15與C12組成的RC低通濾波得到的的信號。當1IN-側的電壓大于1IN+側的電壓時（即輸出電流沒有超過保護范圍），輸出端1OUT輸出低電平。當1IN-側電壓小于1IN+測電壓時（即全橋輸出電流超過保護范圍），輸出端1OUT輸出高電平，置位IR2110上SD端，停止SPWM信號輸出。

圖3 過流保護電路Fig.3 Overcurrent protection circuit

2.4 光耦隔離電路

為保證控制器安全可靠運行，將控制電路和功率電路進行隔離設計，可有效避免功率電路損壞而損壞控制器。此外，隔離電路設計可避免功率電路對控制器產生高頻干擾而死機。光耦隔離電路如圖4所示。

圖4 光耦隔離電路Fig.4 Optoelectronic coupled isolation circuit

采用光耦合器6N137實現控制電路與驅動電路之間進行電隔離。單片機輸出的兩路SPWM信號分別輸送到6N137的第3引腳Vf-；第2引腳Vf+接控制電路電源；第8引腳接及第5引腳分別接功率電路中穩壓電路穩壓的+5 V和功率地；由7引腳輸出隔離過后的SPWM信號，該引腳需接上拉電阻。

3 軟件設計

3.1 SPWM波形設計

STC15W4K32S4系列單片機內部集成有PWM波形發生器，該波形發生器共有6路輸出。這6路輸出共用同一個由高7位和低8位組成的15為PWM計數器，但是有各自獨立的翻轉計數器和控制寄存器[4]。由于其各路輸出互不影響，所以可以隨機使用兩路產生本次設計要用到的交替互補的雙極性SPWM，并且能方便地調節死區控制、變頻等。

此次設計所采用的載頻為20 kHz，當單片機晶振選擇24 MHz，PWM計數器內周期寄存器的值設為1200時，SPWM輸出載頻為24000000/1200=20000 Hz=20 kHz。即PWM計數器計數1200個數就歸零一次，并且在這1200個數間要輸出一個矩形脈沖。上面提到矩形脈沖的占空比由翻轉計數器內寄存器的值決定，對于該寄存器值的改變采用查表法來改變，從而達到不間斷地輸出SPWM波形。

3.2 頻率控制

對于頻率的控制可以改變載頻與正弦波長度之間的比值來改變。此次設計載波頻率是起始值為20 kHz。載波20 kHz就是說1 s內輸出20000個等幅不等寬矩形脈沖，要輸出50 Hz的正弦波就要在1 s內輸出50個正弦波，即讓正弦表執行50次，每執行1次正弦表就輸出1個正弦波。那么正弦表的長度就是20000/50=400，即在載波頻率為20 kHz，正弦表長度為400時，輸出正弦波將為50 Hz，并且頻率精度絕對高。然后通過按鍵控制正弦表的長度與載波頻率的比值從而達到控制輸出正弦波頻率的效果。

4 試驗結果及波形分析

為驗證設計結果正確性，制作試驗電路板，數字式低壓正弦波變頻電源實物如圖5所示。

圖5 數字式低壓正弦波變頻電源實物Fig.5 Digital low-voltage sine wave variable frequency power source

4.1 單片機輸出的帶死區控制的波形

死區的設置在SPWM實際全橋控制時起著至關重要的作用，它可以防止因全控型器件因自身的導通關斷的反應時間而形成的同橋臂上器件同時導通造成的電路短路，保證全橋電路正常工作。在此設定死區時間1 μs，控制器輸出SPWM死區控制波形如圖6所示，從圖中可以看出死區控制時間為1 μs。

圖6 控制器輸出SPWM死區控制波形Fig.6 SPWM dead zone waveform

4.2 電源輸出正弦波波形

通過按鍵分別設置輸出頻率為50 Hz、29 Hz、61 Hz，觀察輸出電壓波形。在圖7～圖9中分別為數字式低壓正弦波變頻電源輸出的50 Hz、29 Hz、61 Hz的正弦電壓波形。從圖中可以看出，輸出電壓波形正弦度均較好。

5 結語

圖7 變頻電源輸出50 Hz電壓波形Fig.7 50 Hz voltage waveform of variable frequency power supply

圖8 變頻電源輸出29 Hz電壓波形Fig.8 29 Hz voltage waveform of variable frequency power supply

圖9 變頻電源輸出61 Hz電壓波形Fig.9 61 Hz voltage waveform of variable frequency power supply

本設計對數字式正弦波變頻電源進行設計。通過51單片機作為控制器，完成數字式低壓正弦波變頻電源的輸出。對變頻電源的硬件電路和軟件分別進行了設計。試驗結果表明，通過對按鍵對輸出頻率設置可以實現不同輸出頻率正弦電壓輸出，輸出波形正弦度較好，滿足預期效果。

[1]張曉明，盧方民.基于IR2110的H橋可逆PWM驅動電路應用[J].常州大學學報：自然科學版，2012，20（4）：68-72.

[2]楊春華.正弦波逆變電源的研究與設計[D].上海：東華大學，2009.

[3]周官銀，呂子勇，馬果花，等.電壓比較器試驗研究[J].試驗技術與管理，2012，29（3）：42-44.

[4]陸帥華，王鑫，朱兆青.基于STC15W-4K58S4的高精度SPWM移相控制器設計[J].福建電腦，2015（12）：17-18.