應用于GNSS全頻段的低噪聲放大器設計

2018-03-21 02:36:55馬雨生朱宗玖

電子測試 2018年2期

關鍵詞：設計

馬雨生，朱宗玖

(安徽理工大學電氣與信息工程學院，安徽淮南，232001)

0 引言

隨著衛星導航技術的不斷發展，包括美國GPS、中國BeiDou二代、俄羅斯GLONASS、歐洲Galileo等衛星導航系統的得到廣泛使用[1]。四大衛星導航系統信號頻率各不相同，但都集中在1164-1610MHz頻段，因此覆蓋整個系統頻段的前端設計應用成為了重要的研究方向。低噪聲放大器作為射頻通信系統的關鍵前端器件，主要是放大接收的微弱信號，并抑制噪聲干擾，其低噪聲性能也直接影響整個接收系統的靈敏度。本文設計低噪聲放大器工作頻段1400±250MHz，可覆蓋GNSS全頻段，應用于導航系統的接收機。

1 LNA設計的關鍵因素

低噪聲放大器位于整個射頻通信系統的最前端，對系統性能影響較大，在較低的噪聲系數成為系統的基本要求，但是低噪聲要求與穩定性及其增益等性能相沖突，因此設計過程中需要綜合考慮噪聲系數、增益、穩定性、反射系數、平坦度等主要性能做出折中處理。

1.1 噪聲系數

雙端口網絡輸入信號信噪比與輸出信號信噪比的比值定義為噪聲系數F[2]。實際中單級放大器的噪聲系數公式可表示為：

其中，Fmin是晶體管的最小噪聲系數；Rn表示晶體管等效噪聲電阻；Гopt表示最佳源反射系數，ГS表示輸入端的源反射系數。一般Fmin、Rn、Гopt為已知數，可以通過調整ГS來改變噪聲系數，且ГS=Гopt時，噪聲系數最小F=Fmin。

1.2 穩定性

射頻電路在某些工作頻率和終端條件下有產生振蕩的趨勢，破環放大器的正常工作，因此穩定性成為低噪聲放大器設計的關鍵因素之一[3]。本文設計使用負反饋結構，在極端情況下會產生自激振蕩。為了避免振蕩，放大器必須工作在絕對穩定狀態下。絕對穩定條件可用穩定性因子k（沃爾特因子）來描述：

當同時滿足k＞1和|Δ|＜1時，放大器處于絕對穩定狀態，其中Si j為兩端口網絡S參數。

1.3 匹配網絡

匹配網絡是波源與負載之間插入的無源網絡，使負載阻抗和波源阻抗相匹配，從而實現最大功率傳輸。同時還有減小噪聲干擾，提高功率容量和改善線性度等功能[4]。通常最小噪聲系數與最大增益之間相互沖突，所有設計過程中需要折中考慮調諧匹配電路。同時考慮到集中參數元件在高頻段的寄生參數效應，本文使用微帶線來實現匹配網絡。

1.4 負反饋電路

本設計的放大器電路采用負反饋結構如圖1所示，分別是源極串聯負反饋和柵極與漏極間并聯負反饋。其中源極串聯電感負反饋[5]可以提高放大器的穩定性，縮小最佳噪聲阻抗和輸入阻抗的差異，便于在進行最小噪聲和最大增益間協調工作。

圖1 負反饋網絡

漏極與柵極并聯負反饋[6]。反饋電阻Rf決定了反饋網絡的增益和帶寬。電感Lf通過抵消部分耦合的輸出信號，從而增大低頻段的反饋強度，且減小高頻段的反饋強度，提高高頻段增益，實現寬帶放大，同時改善穩定性。電容Cf在隔斷直流的同時可以調節電容值的大小來調整反饋強度。

2 整體電路仿真設計

設計目標：工作頻段：1400±250MHz；增益：大于16dB；輸入輸出反射系數：小于-10dB；噪聲系數：小于0.6dB；增益平坦度：小于1dB。

（1）直流偏置電路。查閱ATF54143 datasheet[7]確定靜態工作點 Vds=3V，Ids=60mA，使用 ADS仿真控件“DA_FETBias”可計算出直流偏置電路中R1=33Ω，R2=222Ω，R3=28Ω。同時添加扼流電感L1、L2及旁路電容C1、C2組成射頻扼流電路，切斷射頻信號對直流偏置電路的影響；添加電容C3、C4隔斷直流，使直流偏置信號不能傳到輸入輸出端口。

（2）匹配電路。利用ADS Smith圓圖匹配工具DA_SmithChartMatch調諧輸入輸出匹配[8]。綜合考慮增益、噪聲系數、反射系數等因素，使用控件Tuning進行微調得到合適的微帶線尺寸。

圖2 LNA整體電路圖

（3）負反饋電路。源極串聯電感LS經過反復調諧，確定電感值為0.7nH可在工作頻段內保持穩定。但較小稍微的改變對電路的穩定性影響很大，并且實際電路中分立元件和焊接等不確定因素有著很大影響，所以使用感性微帶線代替。柵極與漏極間并聯RLC電路，為了實現較大的增益，需要選擇較大的電阻，經過大量仿真優化，確定Rf=390Ω，Lf=38nH，Cf=4.5nF。經過大量的優化，低噪聲放大器整體電路如圖2所示。

仿真結果如下圖所示，在整個GNSS頻段內，穩定性均大于1，放大器處于絕對穩定狀態，噪聲系數小于0.6dB，增益達到16dB，輸入輸出反射系數均小于-10dB，增益平坦度小于1dB，滿足設計要求。