一種MEMS可重構群時延均衡器的設計

賈世旺，趙 飛

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

隨著各類裝備要融入網絡信息體系的要求，航天測控、衛星通信和導航等綜合射頻系統對低輪廓有源相控陣天線需求越來越迫切，同時系統對射頻信道引入的非線性相位(群時延)失真也非常關注。文獻[1]分析了全頻譜合成陣列天線T/R組件間群時延失真分布差異性對合成信噪比的影響，研究結果表明：天線陣元數量越多，帶寬越寬，群時延分布差異性越大，合成信噪比損失越大。文獻[2]分析了衛星通信轉發器群時延特性對傳輸性能的影響，當轉發器工作帶寬為36 MHz時，由于信道群時延波動，造成信道的Eb/N0傳輸性能惡化0.5 dB以上。文獻[3]針對陣列天線設計出一種新型負群時延電路結構，有效提高了工作帶寬；文獻[4]對負群時延電路進行了研究，提出了多種工作頻段為3 GHz左右的電路，電路工作帶寬400 MHz，調整范圍7.4 ns；文獻[5]設計了一種利用有源FET管結合巴倫結構實現的3.5～5.5 GHz新型負群時延電路；文獻[6]采用環行器與波導加載諧振腔級聯設計的Ku頻段群時延均衡器，群時延調整范圍達到10 ns。

本文對S頻段群時延均衡網絡開展研究，并結合微納工藝加工技術特點，提出了一種利用MEMS工藝技術制造的小型化新型全通網絡電路結構方案，實現了群時延均衡器可重構設計。

1 全通網絡

群時延表示系統在某頻率下相位對頻率的負微分，表達式為：

(1)

群時延失真會使傳輸信號的波形失真，增加系統誤碼率，降低系統性能。為了改善傳輸信道性能，常采用增加群時延均衡器對系統相移失真進行補償和調節的辦法。

群時延均衡器一般采用全通網絡實現，理想的全通網絡應具備以下特點：

① 網絡輸入/輸出的幅度變化與傳輸的信號頻率無關，幅度不隨頻率變化而改變；

② 網絡輸入/輸出相位變化與頻率的關系是一條過原點直線，相移隨著頻率的改變而變化。

全通網絡理論上是一個無幅度失真網絡(全頻范圍內)，理想橋型全通網絡結構如圖1所示。

圖1 全通網絡結構

圖1中，Zc為傳輸網絡特性阻抗，與Z1、Z2之間的關系如下：

(2)

(3)

(4)

式中，g0為傳輸常數，由固有衰減a0和固有相移b0組成；Z1、Z2分別由純電抗元件X1、X2組成，且為了滿足全通網絡的構成條件，X1、X2必須異號[7]。

當X1、X2異號時，固有衰減a0為零，固有相移b0則與比值有關，全通網絡的輸入輸出阻抗Zc為純電阻阻抗R。

(5)

2 發射組件群時延特性

發射組件由放大器、移相器、衰減器、濾波器及延時線等元器件組成，其中放大器群時延特性變化一般在1 ns以下，衰減器和開關等群時延可忽略[8]，作為頻率選擇的濾波器，由于邊帶幅度變化大，導致群時延可達數十ns以上，對組件群時延貢獻最大。矩形系數越高的濾波器，其群時延指標也越高。

某型號多路S頻段發射組件群時延實測指標如表1所示。組件中濾波器采用矩形系數高、Q值高、帶外抑制度特性好的六腔介質濾波器，此類濾波器具有群時延波動大的特點。

表1 某型S頻段發射組件群時延實測結果

f2插損/dBf1群時延/nsf2群時延/nsf3群時延/ns1．7126．0311．8918．091．2726．2113．1421．561．3124．5513．7017．161．5227．0213．2119．271．3824．2515．6219．181．5625．0511．7120．871．8923．7912．8821．38

表1中，f1為濾波器低端截止頻率；f2為中心頻率；f3為高端截止頻率。對表1中的數據進行統計分析可知，濾波器群時延特性差異明顯，不同濾波器間群時延差異可以達到4 ns左右；高、低端頻率與中心頻率間群時延差異達到15 ns以上。

文獻[1]理論分析表明：在100個陣列單元、1 GHz工作帶寬的天線陣列系統中，當工作帶寬高、低端邊緣群時延差異大于4 ns時，合成信噪比將惡化0.5 dB以上。一般工程上要求群時延失真帶來的合成信噪比損失要小于0.5 dB[9]，因此系統必須增加補償網絡，降低T/R組件高、低端頻率群時延與中心頻率群時延之間的差異。

為了改善信道的群時延特性需要完成兩方面工作：一是調整高、中、低各頻率間群時延的差異；二是調整不同信道間同頻的群時延差異。因此，群時延均衡網絡應滿足諧振頻率、群時延大小可重構要求。

考慮到S頻段發射組件中元器件批次性差異，群時延均衡網絡的群時延大小調整范圍為5～20 ns，可均衡頻率范圍為2.40～2.65 GHz。

3 可重構均衡網絡及元件實現

采用全通網絡實現可重構均衡器設計，難點在于諧振頻率、群時延大小可調的要求。必須對理想全通網絡拓撲結構進行優化，增加可調元件。

3.1 新型可重構網絡

根據微波理論，在全通網絡中增加阻性元件，可以調整網絡Q值大小，以增加網絡插入損耗的辦法，來實現群時延大小可調的目的。

在圖1所示的電路基礎上，提出了新型網絡拓撲結構，同時為了便于與其他電路相連，將全通網絡的平衡結構轉換為不平衡的網絡結構。圖2是將理想全通網絡轉換為可重構的容抗二階橋T型結構示意圖，其中C1、L2、R1為可調元件。

圖2 可重構容抗二階橋T型結構

經分析，通過調節阻性元件大小，改變了L2、C3支路群時延特性，實現群時延大小可重構要求。可調電容C1、可調電感L2實現均衡網絡頻率的調整。

網絡中的各元件參數的計算公式如下：

(6)

(7)

(8)

(9)

式中，R為二階全通網絡輸入/輸出阻抗；kn、ωn表示網絡零極點實部及虛部的絕對數值。

若要實現可均衡頻率2.40～2.65 GHz，調整群時延大小范圍5～20 ns，結合圖2網絡拓撲結構，采用GENESYS軟件對群時延網絡進行分析，仿真結果如圖3所示。

圖3 單級群時延網絡仿真結果

圖3中，曲線fL最大值、fH最大值是指單級均衡網絡單元可實現的群時延調整至最大值時的低端頻率和高端頻率；fL最小值、fH最小值是指單級均衡網絡單元可實現的群時延調整至最小值時的低端頻率和高端頻率。單級均衡網絡單元可實現頻率2.38～2.84 GHz，群時延大小2～23 ns調整。

根據系統要求可采取多級級聯的方式，增大群時延頻率和大小調整范圍。結合系統對均衡補償網絡的要求，采用三級二階全通網絡單元實現，三級均衡網絡的諧振頻率分別為：2.437 GHz、2.521 GHz和2.631 GHz。增加三級均衡網絡，組件均衡后的群時延仿真結果見圖3所示，頻率調整范圍大于450 MHz，調整群時延大小20 ns以上，發射組件均衡后在帶內群時延波動小于2 ns。

三級均衡網絡中可調元件取值范圍：C1為7.0～10.2 pF、L2為18.7～24.2 nH、R1為0.1～20 Ω。

在理論分析時，電感、電容均假定為理想元件，實際電感還存在著電阻損耗、渦流損耗及介質損耗等；同樣電容介質損耗和漏導等也不能忽略不計。由于各種損耗的存在，使得全通網絡產生了與頻率相關的衰減，而且輸入輸出的阻抗也不再是理想的純電阻阻抗。

實現全通網絡的電容、電感種類很多。為了保證性能，特別是降低網絡帶來的傳輸損耗，保證全通網絡傳輸幅度不受影響，電路設計時應選擇高Q值、高自諧振頻率元件。部分文獻中不同類型電感性能比較如表2所示。

表2 不同類型電感的性能比較

類型電感值/nH諧振頻率/GHz品質因數繞線電感(高Q值)1～10002．020繞線電感(BondWire)[10]0．432．49-MEMS電感(Si)[11]2．724．236印刷電感(GaAs)[12]1．121．039印刷電感(PCB)[13]181．450薄膜電感(BCB)[14]6．27．948．5厚膜電感(LTCC)[15]13-30．6

根據不同類型L、C元件的優缺點，并考慮工藝實現難度及小型化要求，選擇硅基MEMS的電感和電容來實現全通網絡。MEMS元件是通過外部施加不同控制電壓，靜電驅動元件中可動結構，改變元件內部物理結構，實現了電感及電容的調節。

3.2 電感

采用MEMS工藝的3D螺旋電感具有體積小、易與其他元件集成的特點。為了實現電感可調，常采用分段切換開關、金屬帽或者通過液體通道改變介質特性等不同方案。

圖2中電感L2調整范圍為18.7～24.2 nH，為了優化電感制作方案，采用固定感值電感與可調金屬帽電感串聯形式實現L2的可調范圍。固定電感為16 nH，可調電感為2.7～8.2 nH。

S Mohan提出的基于Wheeler結論的公式是常用的平面螺旋電感計算方法[16]。

(9)

式中，μ為磁導率；n為螺旋電感圈數；dout、din分別為電感外徑和內徑；K1、K2分別為電感的結構因子，如表3所示。

表3 不同螺旋電感結構K1、K2值

螺旋電感結構類型K1K2方形2．342．75六邊形2．333．82八邊形2．253．55

固定和可調電感均選用方形結構，電感選用厚度為0.4 mm高阻硅(電阻率4 000 Ω· cm)，線寬20 μm，間距10 μm，線圈金屬層厚度4 μm，內圈電極引線與平面螺旋線圈間增加聚酰亞胺材料進行絕緣。

由式(9)計算可知，固定電感線圈匝數為12.5圈，電感面積為0.8 mm×0.8 mm；可調電感匝數為3.5，面積為0.3 mm×0.3 mm。單位面積的電感密度大于20 nH/mm2，由于采用了MEMS加工技術，單個電感面積與普通PCB平面螺旋電感相比減小了80%以上，小型化效果明顯，可調電感結構示意圖如圖4(a)所示。

利用MEMS工藝實現可調電感金屬帽結構，通過施加控制電壓，改變螺旋電感線圈與金屬帽間距，影響磁通量和渦流的大小，使得等效電感值發生變化。

經軟件仿真，可調電感金屬帽與螺旋電感間距調整范圍應滿足10～50 μm，金屬帽尺寸大小為250 μm×250 μm，可調電感仿真結果如圖4(b)所示。

圖4 MEMS可調電感結構示意及仿真結果

硅基襯底上生長一定厚度多晶硅和二氧化硅，濺射所需膜層，經過光刻、電鍍及刻蝕制作螺旋電感；利用厚膠工藝在電感結構表面涂覆光刻膠，再次濺射、光刻、電鍍和刻蝕，完成金屬帽加工；最后進行可動結構釋放，去除電感與金屬帽間光刻膠，完成可動結構梁的制造。

為了提高電感性能，可以考慮采用MEMS硅腔刻蝕技術，制作懸浮螺旋電感結構，即螺旋電感上、下面均為空氣介質，進一步降低電感與基板間渦流；也可增加新型磁性高分子材料膜層，通過提高磁導率的辦法，提升單位面積電感密度。

3.3 電容

實現可調電容的方式有多種，常用的有變容二極管、MEMS可動結構等。

采用MEMS方式實現的可變電容具有噪聲低、損耗小及可調范圍大的特點，MEMS可調電容示意圖如圖5(a)所示。

圖5 MEMS可調電容結構及仿真結果

MEMS可調電容是通過固定電容一端電極，另一電極設計成懸浮結構，施加電壓由靜電驅動調整兩電極間間距。用MEMS可動梁制造工藝完成移動電極的制作，通過調節兩電極間距，實現容值調整。

電容調整范圍要求為7.0～10.2 pF，采用硅基襯底上MIM(Metal-Insulator-Metal)電容實現，MIM電容由金屬—絕緣體—金屬3層結構組成，將上層的金屬結構改為可垂直移動結構。

當MIM電容尺寸小于工作頻率0.1 λ時，容值大小可由式(10)計算得出：

(10)

式中，εrd為電容材料的介電常數；w、l、d分別為電容的寬、長、高，單位μm。

當電容的長寬均為2 000 μm、介質層的厚度為35 μm時，硅基上實現的MIM電容的最大容值為12.04 pF，大于10.2 pF的要求。

將電容模型帶入軟件進行仿真分析，仿真結果如圖5(b)所示。當電容上電極在原始錨點時，電容值為11.8 pF；當施加外部電源，電極移動6 μm時，電容值為4.2 pF，滿足了均衡網絡對可調電容的要求。

MEMS可調電容的工藝制作過程與電感類似。通過工藝控制，保證可動結構一致性是工藝制造的難點。

3.4 方案可行性

經過以上計算分析，帶阻性可調元件的新型全通網絡能夠實現均衡器的可重構要求。采用MEMS工藝實現可調電感、可調電容的方案可實現性強。

采用傳統集中元件，實現該三級全通網絡體積不小于90 mm×55 mm×15 mm。采用MEMS元件的電路體積小于30 mm×15 mm×3 mm，小型化效果顯著。由于MEMS元件的調整是通過電壓來控制，對均衡器的電性能調整，該方案更加合理和實用。

在實際電路應用時，還要考慮以下問題：

① MEMS可調元件與固定值元件相比，制造復雜程度大，設計全通網絡時應盡可能減少可調元件數量；

② 若全通網絡的元件值取值不合適，易引起電路諧振，惡化電路性能，因此在確定元件值時要考慮溫度、振動等外部環境條件對MEMS可動結構的影響，并進行敏感性統計分析；

③ 對于非理想元件組成的全通網絡，接入電路后會產生一定損耗，需要增加放大電路進行增益補償。

4 結束語

以全通網絡理論為基礎，優化電路網絡結構，增加了阻性可調元件，實現了群時延補償網絡可重構的要求。提出了用MEMS工藝技術實現可調元件制造的思路，并對MEMS電感、電容等進行了設計仿真分析，均衡器小型化效果明顯。

MEMS工藝適用于群時延均衡補償網絡設計，在應用時還需考慮元件外部控制電路的復雜程度、元件一致性、MEMS可動結構可靠性等問題。

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