精密半波整流電路在3DX發射機的應用問題

曾廣平

1 研究背景

美國哈里斯公司生產的3DX50全固態中波發射機（以下簡稱3DX發射機）設計上具備交流輸入電壓過、欠壓監測功能。日常使用維護中作者發現該機出現這樣的現象：外電網投電容改善功率因素時，3DX發射機檢測到交流輸入電源故障和循環故障，將發射機封鎖并重新播音；在外電失壓時，發射機沒有檢測到故障。作者分析電路發現這是精密半波整流電路在該發射機中應用不恰當所致。

2 精密半波整流電路

整流就是把交流電轉變為直流電，通過二極管等單向導通器件完成。而交流小信號的整流，直接使用二極管進行整流的話，引入了約0.7VDC的導通電壓，會嚴重影響信號電壓波形細節，需要二極管和其他器件的配合使用避免這樣的誤差。常見的是利用運算放大器的放大作用削弱二極管導通電壓而制作各種精密整流電路。圖1就是精密半波整流電路的一種基本模式。

圖1 精密半波整流電路

精密半波整流電路將二極管D1、D2放到運算放大器A的輸出端，運放的同相輸入端接地，反相輸入端通過電阻R1連接輸入信號。輸出信號通過R2反饋到反響輸入端。一般運算放大器的開環增益高達100 dB，若同相、反相輸入端電壓相差10 uV，開環輸出電壓達到1 V，可以導通二極管，這樣就滿足大多數小信號整流的精度需求。

圖1中電路我們可以如下解讀。一是，輸入電壓Vi大于0時，運放A輸出負壓，導致二極管D1導通，D2截止。此時，運放A與外電路構成一個輸出端開路的電壓跟隨器。而運算放大器的“虛短”特性，導致反相輸入端電壓V2被同相輸入端V1鎖定為0，并且由于D2截止，R2沒有電流通過，電路輸出Vo=V2=0。二是，當輸入電壓Vi小于0時，運放A輸出正壓，導致二極管D1截止、D2導通，電路變成一個反相放大器，當R1=R2時，Vo=-Vi。這樣，電路將輸入信號的正壓消除，并將Vi的負壓反相，達到整流的目的。

3 3DX發射機交流輸入電壓監測電路

交流輸入電壓監測電路（以下簡稱監測電路）的構成，如圖2所示分成3個部分：降壓電路、整流濾波電路、判斷電路。其中，最關鍵的整流濾波電路就是精密半波整流電路增加濾波部分擴展而成。

3.1 降壓電路

降壓電路是整個監測電路的開端，發射機三相輸入電源A、B、C通過保險反饋板傳輸到高壓接口板上的電壓傳感器LV25-P進行隔離和降壓。電路如圖3所示，其中F1～F3是60 V、0.15 A的自恢復保險絲，R4～R9是68.1 kΩ、3 W的大功率電阻，R10～R12是115 Ω的電阻，LV25-P是轉換比為2 500∶1 000的霍爾電壓傳感器。以V_AC1為例，A、B相電源通過電阻R5和R7為LV25-P提供原邊電流，經電壓傳感器轉換后，通過R10的作用轉換成小信號電壓，計算式子如下：

其中UA、UB分別為311sin(314t)V、311sin(314t-120°)V，將各電阻值代入（1）式，得到V_AC1=1.137sin(314t+30°)V，同樣地可以得到V_AC2=1.137sin(314t-90°)V，V_AC3=1.137sin(314t+150° )V。

3.2 整流濾波電路

整流濾波電路如圖4所示：R190和C100組成低通濾波器，濾除V_AC1的高頻成分后得到電壓信號VL。U25A和 CR9、CR11、R193、R194、R195組成精密半波整流電路對VL進行濾波，R193～R195組成可調的負反饋支路，具備輸出電壓調整功能。C105和R196組成濾波支路，將信號處理為平直的波形。U25B與周邊電路組成電壓跟隨器，以阻抗變換的方式隔離負反饋支路與電容C105。

按精密半波整流電路的思路進行分析，整流濾波電路具體工作過程有兩點。一是，當U25A同相輸入端電壓高于反相輸入端時，CR9截止，CR11導通，整流濾波電路進入充電狀態。此時，U25A可視為一個電流為40mA的電流源，對C105充電，輸出電壓隨之升高。（實際電路中，受限于輸入電壓VL的抬升速度，電容C105充電時伏安特性是近似正弦波，而不是直線。但充電時間極短，用直線近似帶來的誤差并不影響本文結論。）二是，當U25A同相輸入端電壓低于反相輸入端時，CR9導通，CR11截止，整流濾波電路進入放電狀態。此時，C105與U25A斷開，C105通過并聯的R196放電，輸出電壓隨之降低。

這兩個過程不斷循環，輸出電壓不斷起伏，形成如圖5中的振蕩信號V_DC1。通過選取適當的元器件，減少電容充放電幅度，經過加電初期的振蕩后就能得到平穩的直流電壓。（有同行曾分析這是一個RC積分電路，但從電路結構和元件參數來看，三相380 VAC交流輸入信號寬度為20 ms，電容C105為1μF，運放輸出電阻與CR11導通電阻之和需要達到100kΩ才能滿足積分電路的先決條件：RC電路的時間常數遠大于輸入信號的寬度。）

整流濾波電路的輸出電壓V_DC1能達到的最大值計算如下：

通過低通濾波器后的電壓信號VL：

將R190、C100等各值代入（2）式，得出VL=1.09sin(314t+14°)V。

根據運放的“虛短”和“虛斷”特性，分析運放U25A反向輸入端的電流情況：

將VLm=109VDC及各電阻值代入（3）式，R195取0 Ω時，V_DC1=2.18 VDC，R195取 5 kΩ 時，V_DC1=2.78 VDC。R195用于微調V_DC1，保證控制板中電壓顯示的正確性。同樣地，可以計算出V_DC2、3的電壓與V_DC1相等。

3.3 判斷電路

圖2 交流輸入電壓監測電路

圖3 降壓電路

圖4 整流濾波電路

圖5 整流濾波電路輸出電壓波形示意

判斷電路的構成如圖6所示，U35A～D均為運算放大器LM324A，電路功能如下：一是，U35A為主構成的反相加法器對三路直流信號進行算術平均，再通過U35B為主構成的反相器，就得到參考電壓V_REF；二是，V_REF通過U35C、R336和R339組成的比例放大器放大到105%，得到過壓比較器的門限電壓V_OV；三是，V_REF經R306和R307串聯分壓取其95%（實際為96.5%，技術手冊標注為95%），得到欠壓比較器的門限電壓V_UV，并且經U35D構成的電壓跟隨器完成阻抗變換提高扇出能力，統一與V_O V信號的時延；四是，U_OV和U_UV各自被延時15 μs（運放LM324A響應時間約5 μs），與未經延時的V_DC1等三路信號進行比較，就得到三組過壓、欠壓的邏輯信號。

對前面的分析進行總結，電阻R196和C105保證監測電路門限電平的穩定性和靈敏度；電阻R206、R207決定欠壓門限的比例，電阻R336、R339決定過壓門限的比例。U35A～D的響應時間決定最長比較時間。監測電路的設計思路如下。第一，對三相380 VAC輸入電源進行采樣，得到三路約1/473線電壓大小的交流取樣信號。交流取樣信號通過整流、濾波、放大，得到三路2～2.55倍于交流取樣信號峰值的直流取樣信號。這三路取樣信號一方面送到控制板進行電壓顯示計算，另一方面通過算術平均、延時15μs并上下浮動5%成為過、欠壓電路的門限電平。第二，當380 VAC輸入電源升高時，C105進入充電狀態，直流取樣信號增大，若比15 μs前的信號高5%則監測電路輸出過壓信號，通知發射機執行交流輸入電源故障和循環故障。第三，當380 VAC輸入電源降低時，C105進入放電狀態，直流取樣信號減少，若比15 μs前的信號低5%則監測電路輸出欠壓信號，通知發射機關閉高壓，停止播音。

圖6 判斷電路

4 電路的應用問題

本文開始提及的兩種情況對應了監測電路在過壓、欠壓兩種情況下工作不完善的情況。

輸入電源電壓升高時，電容C105充電，并聯的電阻R196阻值為1 MΩ，通過的電流不超過5 μA，所以，我們根據電容電量與電壓關系、電量與電流關系，有如下的式子：

式子（4）中ΔU、Δt為電容C105上電壓充電增加電壓與所需的時間，C105為1 μF，Iop為運放U25A的輸出電流40 mA。可以算出，C105上電壓增加5%（以2.78VDC為例）所需要的時間是3.5 μs；若持續充電15 μs，電壓增加0.6VDC，對2.78VDC而言是22%的升幅。

可見，廠家設計的過壓電路非常靈敏，并把外電網投電容時電壓升高也作為故障處理。若要降低靈敏度來消除這種情況，有如下三種辦法：增大C105的電容量（增至5 μF左右）；減少運放U25A的輸出電流（減至8mA左右）；增加過壓門限電平。前兩種辦法降低了整流濾波電路的靈敏度，影響整體電路功能。作者觀察到外網投電容后電壓升高20 VAC左右，僅僅比5%的要求高出少許，采取調整R336和R339使過壓門限增幅為8%的辦法，試驗發射機工作正常，不再誤報警。

輸入電源電壓降低時，C105通過R196放電，有電容放電公式：

式子（5）中U0是電容初始電壓，我們取輸出電壓的最高值2.78VDC，Ut是時刻t的電容電壓，R196與C105的乘積是放電電路的時間常數。可以算出，持續放電15 μs，電容C105上的電壓降至99.9985%。而原電路將欠壓門限設置為95%，導致監測電路不可能檢測到欠壓的情況。

事實上，原廠家設計時一方面要求監測電路將周期為20 ms的正弦交流信號整流濾波為振幅不超過5%的直流電壓；另一方面又要求它能檢測出交流信號15 μs內超過5%的降幅。精密半波整流電路無法完成這樣矛盾的功能，這是設計錯誤導致發射機相應功能失效。

[1]Philips Semiconductors,LM324A datasheet（飛利浦LM324A數據手冊）[EB/OL].(2016-08-23)[2017-12-29].http://www.elecfans.com/soft/68/guide/2016/20160819432214.html.