能量可回饋的單相PWM整流器研究

黃靜+劉江峰+齊志偉+余振

摘 要：針對單相全橋電壓型PWM整流器，分析了其主電路拓撲和開關模式，根據其穩態矢量關系，指出整流器實現單位功率因數運行，關鍵在于控制網側電流。采用基于滯環電流控制的雙閉環控制策略，提高系統的動靜態性能。實驗驗證了此方案具有能使整流器網側功率因數接近于1、直流側電壓穩定、能量可回饋等優點，能很好滿足控制系統動態性能和靜態性能的要求。還將PWM整流器應用于背靠背永磁同步電機驅動系統中，具有很好的工程實用價值。

關鍵詞：整流器；單極性調制；矢量關系；滯環電流控制

DOI：10.16640/j.cnki.37-1222/t.2018.05.136

1 引言

電壓型脈寬調制（pulse width modulation， PWM）整流器由于具有能量雙向流動、功率因數高、諧波污染少等優點，已逐漸代替傳統的二極管或相控整流，并廣泛應用于工業直流電源、變頻調速系統、無功功率補償、新能源（如太陽能、風力發電）等領域[1-4]。

在PWM整流器技術發展過程中，電壓型PWM整流器網側電流控制策略分為兩類：間接電流控制和直接電流控制。由于間接控制其網側電流的動態響應慢，且對系統參數變化靈敏，因此此控制策略已逐漸被直接控制策略所取代[5]。滯環電流控制[6]屬于直接控制方案中的一種，技術電路簡單，電流動態響應速度快，且對電路參數變化不敏感，對負載適應能力強，無需載波，因此輸出電壓中不含特定頻率的諧波分量。但滯環電流控制存在開關損耗大的問題，對此，可以選擇合適的開關模式來降低其開關損耗。

2 單相PWM整流器的工作原理

2.1 主電路拓撲

單相全橋電壓型PWM整流器的主電路電路拓撲如下圖1所示。圖中，Ti （i=1， 2， 3， 4）為功率開關管；Di （i=1， 2， 3， 4）為續流二極管，兼有整流的作用；us為網側電壓；is為網側電流；Vdc為整流器直流側電壓；idc為整流器輸出電流；ic為直流側電容電流；iL為負載電流；L為交流側電感；Cd為直流側電容；RL為直流側負載；E為用電負載（最常見的是電動機負載）的感應電動勢；圖中給出了各個電壓、電流的正方向。

2.2 開關模式

為了降低開關管的開關頻率，即降低功率損耗、延長壽命，針對圖1所示的電壓型PWM整流器主電路拓撲，本文采用的是單極性調制開關模式。整流器交流側電壓uab（t）將在Vdc、0和0、-Vdc之間切換。其中，在交流基波電壓正半周期，uab（t）將在Vdc、0間切換；而在交流基波電壓負半周期，uab（t）將在0、-Vdc間切換。因此，單極性調制時，單相PWM整流器工作過程中存在四種開關模式，且可采用三值邏輯開關函數S來描述，即：

整流器運行于單位功率因數，根據式（1）可以分析整流器工作于整流或逆變狀態下的電流換流路徑（這里不再詳細列舉），得到以下結論：當網側基波電壓處于正半周期時，前橋臂的一個開關管導通，另一個開關管關斷，后橋臂的兩個開關管進行高頻調制；當網側基波電壓處于負半周期時，后橋臂的一個開關管導通，另一個開關管關斷，前橋臂的兩個開關管進行高頻調制。因此，這種開關模式可以大大減少開關管的開關損耗。

3 整流器穩態電壓、電流矢量關系

若開關管的損耗可以忽略，則整流器的輸入輸出功率平衡，單相PWM整流器的功率模型方程為：

Is Us =Idc Vdc （2）

式中， Is為網側電流；Us為網側電壓；Idc為整流器輸出電流；Vdc為整流器直流側電壓。從式（2）可以得到：通過對模型電路交流側的控制，可以控制其直流側；反之亦然。若只考慮基波分量而忽略諧波分量，可得到整流器交流側穩態電壓、電流矢量關系，如圖2所示。

圖2（a）為整流器運行于整流狀態，us與is同相，整流器呈正阻特性，實現單位功率因數運行，負載從電網吸收功率；圖2（b）為整流器運行在逆變狀態，us與is反相，整流器呈負阻特性，實現單位功率因數逆變運行，負載向電網輸送功率。分析圖2可知，要實現整流器單位功率因數，關鍵在于控制網側電流is。

4 單相PWM整流器的控制原理

為使整流器的控制既能具有快速的電流響應，又能保證直流側電壓穩定在允許偏差范圍內和網側輸入端功率因數接近于1，故PWM整流器采用了基于滯環的雙閉環控制，其控制原理見圖3。

電壓外環采用PI控制器，實現整流器直流側電壓Vdc跟蹤給定電壓Vdc*，從而保證直流側電壓的穩定。電壓外環的輸出作為網側電流指令is*的幅值；檢測網側電壓us，利用軟件過零鎖相（PLL）得到與us同頻同相的單位正弦波，與is*的幅值相乘得電流指令is*。電流內環采用滯環比較器，網側電流is為電流內環的輸入信號，電流內環的主要任務是使網側輸入電流is跟蹤電流指令is*。

在這種方式下，電流指令is*與網側電壓us只有兩種可能情況：（1）當電壓外環輸出為正時，is*與us同頻同相；（2）當電壓外環輸出為負時，is*與us同頻反相。假設電流內環能完全使網側輸入電流跟蹤電流指令，則第1種情況下負載從電網吸收能量；第2種情況下負載向電網回饋能量[7]。

5 實驗結果分析

搭建了單相全橋電壓型PWM整流器實驗平臺。該實驗平臺的主控芯片為Freescale公司的MC56F8013；IGBT的型號為 2MBI400N-060-01；電流、電壓直接通過Agilent示波器MSO-X3014A測量。圖4給出了系統的結構圖和實物圖，表1給出了具體的實驗參數。

圖5為單極性調制開關模式下整流器交流側電壓uab的波形，證明整流器交流側電壓在單極性開關模式下確實為二電平結構，在電壓的正半周期，uab在Vdc、0間切換；在電壓的負半周期，uab在0、-Vdc間切換。

圖6（a）和（b）分別為整流器空載啟動過程和突加負載過程?？蛰d啟動過程是整流器從二極管不控整流狀態進入到PWM整流狀態，將直流側電壓Vdc升高到給定值，實現boost功能；突加負載時，直流側電壓Vdc出現一定量的跌落，但經過雙閉環控制的快速調節，大約1s后直流側又恢復到給定值。圖6（c）是整流器帶純阻性負載時的穩態波形，從波形可以看出，整流器運行于單位功率因數整流狀態。圖6（d）為模擬整流狀態與逆變狀態切換過程。直流側電壓的給定值設為380V，整流器啟動時，直流側電壓開始升高。為了模擬整流和逆變切換過程，當直流側電壓Vdc大于370V時，整流器運行于逆變狀態，逆變電流與當前時刻的電流反相，并且幅值始終為5A，此過程直流側電壓開始跌落；當直流側電壓Vdc低于340V時，整流器又進入整流狀態，網側電流is立即跟蹤電壓外環輸出的電流指令，網側電流立即反相，此過程直流側電壓又開始上升。因此整流狀態和逆變狀態可以來回地進行切換。

圖7為整流器帶電機負載波形。單相全橋PWM整流器作為直流電源，與三相逆變器組成背靠背永磁同步電機驅動系統，帶動電機空載轉動。此過程分為三個階段：①PWM整流器直流側達到穩定值，閉合整流器與逆變器之間的接觸器，相當于整流器瞬間突加負載，直流側電壓開始跌落，但此時整流器網側電流也開始增大以補充直流側消耗掉的功率，使直流側電壓恢復到穩定值；②整流器直流側電壓恢復后，閉合逆變器直流側電容前的繼電器旁路掉充電電阻；③大約2s后，永磁同步電機開始運轉，直流側電壓瞬間跌落，但通過電壓外環調節電流指令，使整流器直流側電壓又立即恢復到穩定值。

6 結論

針對單相全橋電壓型PWM整流器的主拓撲、開關模式、整流器穩態矢量關系及控制原理進行了研究。為降低開關損耗，采用了單極性調制開關模式；為使整流器具有較好的動靜態性能，采用了基于滯環電流控制的雙閉環控制策略。實驗證明了基于滯環電流控制的雙閉環控制策略具有能使網側功率因數接近于1、直流側電壓穩定、能量可回饋等優點；并嘗試將PWM整流器應用于背靠背系統中，實現了永磁同步電機驅動系統的運行，具有很好的工程實用價值。

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作者簡介：黃靜（1988-），女，河南信陽人，碩士，講師，主要研究方向：電力電子與電力傳動。