基于DSP2812的buck-boost變換器設計

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(廣西大學 電氣工程學院,廣西 南寧 530004)

1 引言

開關電源已有幾十年的發展歷史。1955年發明的自激推挽式晶體管單變壓器直流變換器，率先實現了高頻轉換控制功能；1957年發明的自激推挽式雙變壓器，1964提出的無工頻變壓器式開關電源設計方案，有力地推動了開關電源技術進步。1977年脈寬調制(PWM)控制器集成電路的問世，1994年單片開關電源的問世，為開關電源的推廣和普及創造了條件。由于近些年來科技的不斷發展，同時對開關電源的性能提出了，傳統的開關電源已經無法滿足人們的需求，采用微型控制器來控制的數控電源逐漸得到人們的重視，數控電源比較容易的實現對電源參數的智能控制，例如電壓、電流以及溫度控制，還有各類保護功能，更好地滿足人們對電能的需求，并且開始逐漸取代傳統的開關電源[1]。

2 硬件電路設計

系統整體結構圖如圖1所示，從圖中可以看出，系統主要包括以下三部分：Buck-boost主電路部分，DSP控制電路部分以及電壓電流采樣電路部分。數字控制器設計過程中考慮到了電感以及電容的寄生參數，系統采用電壓、電流雙閉環進行控制，電流環采用PI控制器，電壓環采用P控制器。

2.1 Buck-boost主電路參數計算

Buck-boost主電路參數的設計主要依靠原理樣機的性能指標，合理的性能指標可以更好地驗證數字控制器的性能。本課題設計的原理樣機具體指標如下：

圖1 系統整體結構圖

(1)直流輸入電壓范圍：Vin=20～50V；

(2)直流輸出電壓：Vout=30V；

(3)輸出功率：Po=30W;

(4)效率：η≥80%；

(5)開關頻率:f=50kHz。

由直流輸入電壓范圍Vin=20～50V，輸出電壓：Vout=30V可以得到占空比Dmax,Dmin為:

(1)

CCM工作模式下電感電流的紋波系數一般10%到35%之間，本課題選取電感電流的紋波系數為20%。根據電感電流紋波系數[2]，就可以根據額定輸出電流就可以得到電感電流紋波的大小為：

ΔIL=0.2*Io=0.2*1=0.2A

(2)

電感的最大電流為

(3)

根據電感紋波電流以及占空比就可以推導出電感的計算公式為：

(4)

根據式(4)計算結果，實際電感值應該有一定的裕量，所以本設計的儲能電感的大小選擇為1mH。

開關管的選擇主要考慮以下幾個因素，包括耐壓值，導通電流，開關時間，導通電阻等。由前面的計算可以得到，本設計的電感電流最大值為1.1A，輸入電壓不超過50V。開關管導通時，輸出二極管斷開，通過開關管的電流與電感電流一樣；開關管斷開時，輸出二極管導通，通過二極管的電流與電感電流相等[3]。

結合以上分析本設計選取型開關管，該場效應管耐壓值為500V，額定工作電流8A；輸出二極管選擇公司生產的型超快恢復整流二極管。額定工作電流4A，其反向耐壓值可以達到600V，滿足本設計的要求。

輸出濾波電容器主要作用就是吸收開關頻率和高頻的電流分量，達到減小紋波電壓的目的。電容器型號的選擇主要考慮耐壓值以及輸出電壓紋波系數等，本設計的輸出電壓紋波系數取2‰。根據輸出電容參數計算公式可得

(5)

由于本設計額定輸出電壓為30V，設計應用中都會留有一定的余量，所以在本設計中采用470μF/100V的鋁電解電容。

2.2 Buck-boost控制電路設計

本設計采用DSP對輸出電壓信號進行采集，由于DSP芯片AD口的的輸入電壓信號不能超過3V，并且外界的干擾會嚴重影響采樣的準確性，所以必須考慮主電路與DSP的電氣隔離問題[4]。

電壓采樣電路采用耀華德昌公司的HV25-P型號的霍爾電壓傳感器，該傳感器原邊輸入電流范圍0～14mA，額定工作電流為10mA；輸出額定電流為25mA；電壓測量范圍0～500V，傳感器供電電壓±12V～±15V。

本設計穩定輸出電壓為30V，但是穩定過程中輸出電壓是一個逐漸升高的，并且可能會出現超調，因此當輸出電壓為30V時，采樣電路輸出電壓保持在2V左右，保證30V上下都有一定的余量。通過計算分析，原邊電阻取3K，輸出取樣電阻取75Ω比較合適，輸出電壓采樣電路如圖2所示。

根據圖2可以得到輸出電壓采樣電路的輸出信號表達式為：

(6)

其中k為同相放大器的放大倍數。當輸入電壓Vout為30V時采樣電路輸出電壓為2.06V<3V，滿足采樣要求。

電感電流采樣電路采用齊芯科技公司的TBC05SY型號的霍爾電流傳感器，該傳感器額定輸入電流為5A；測量范圍為0～15A；傳感器輸入輸出變比為4:2000；內接測量電阻為400Ω；傳感器供電電壓±12V～±15V。

圖2 輸出電壓采樣電路

由于電感電流會出現比較大波動，因此傳輸到DSP芯片前盡量縮小電感電流，確保DSP芯片的安全，電感電流采樣電路設計如圖3所示。

根據圖3可以得到電感電流采樣電路的輸出信號表達式為：

(7)

其中n為傳感器輸入輸出變比為4:2000，Rm為內接測量電阻400Ω，k為同相放大器的放大倍數。，當電感電流峰值為10A時，采樣電路輸出電壓為2V<3V，保證了DSP采樣端口的安全。

圖3 電感電流采樣電路

3 軟件電路設計

主程序設計主要包括ADC采樣程序設計，控制算法程序設計，中斷服務程序設計以及PWM程序設計。主程序設計主要實現系統的初始化，變量的初始化，中斷服務的初始化操作。為了保證系統的穩定運行，本設計僅設計一個中斷服務程序，該程序主要實現ADC的定時采樣，控制算法的實現以及最終輸出PWM占空比[5]。系統主程序流程圖如圖4所示。

本設計中電流環采用PI控制器，電壓環采用P控制器。因此電流環調節器可以參考常規PID控制器算法進行設計，標準PID直接式算法公式為：

Pout(t)=KP×e(t)+Ki×∑e(t)+Kd×[e(t)-e(t-1)]

(8)

其中，e(t)為基本偏差是但當前測量結果與目標值之差，∑e(t)為累計誤差是每次得到的偏差值之和，e(t)-e(t-1)為相對偏差是本次的偏差減去上一次的偏差。

三個基本參數Kp、Ki、Kd分別代表比例常數、積分常數、微分常數，這些參數的選取是做好控制器的前提，不同的控制對象這些參數也會有很大的不同。

由公式(8)可以得到上一次的控制量：

Pout(t-1)=KP×e(t-1)+Ki×∑e(t-1)+Kd×[e(t-1)-e(t-2)]

(9)

兩公式進行相減可以得到增量式計算公式:

Pdt=KP×[e(t)-e(t-1)]+Ki×e(t)+Kd×[e(t)-2×e(t-1)+e(t-2)]

(10)

通過公式(10)就很容易得到本設計電流環調節器的控制量:

Pd1t=KP×[e(t)-e(t-1)]+Ki×e(t)

(11)

由差分方程(11)就可以通過編程實現電流環控制器。

圖4 解耦控制主程序流程圖

4 實驗結果

為了驗證數字控制器的性能，本設計通過負載跳變進行了驗證，Buck-boost變換器在負載跳變時輸出電壓和輸出電流的波形如圖5所示，圖5(a)為負載電阻增加時(負載電阻由22Ω跳變到44Ω)輸出電壓以及負載電流的波形，可以看出負載跳變時刻，負載電流迅速減小為原來的一半，輸出電壓經過20μs左右的調整時間迅速到的穩定，紋波電流無明顯變化。圖5(b)為負載電阻減小時(負載電阻由44Ω跳變到22Ω)輸出電壓以及負載電流的波形，可以看出負載跳變時刻，負載電流迅速變為原來的2倍，輸出電壓經過20μs左右的調整時間迅速到的穩定，紋波電流無明顯變化。

5 結論

本文提出了一種基于DSP2812的Buck-boost變

換器數字控制器設計，重點介紹了系統的硬件部分設計以及軟件部分設計，最后設計出原理樣機，采用負載跳變實驗證明了數字控制器的良好性能。

圖5 負載跳變時輸出電壓與輸出電流波形