基于TL494的交錯并聯雙管正激變換器的研制

(廣西大學 電氣工程學院，廣西 南寧 530004)

1 引言

電力電子技術飛速發展使得開關電源應用于許多領域，如能源領域、交通領域、制造領域、航空航天及軍事領域、家電領域等等。以電力電子技術為核心的開關電源逐漸代替了效率低、體積大的線性電源[1-2]。在中小型功率的開關電源的應用場合，一般有半橋、推挽、正激、反激。

半橋變換器適用于高壓中型功率的場合，開關管流過兩倍輸入電流，承受的電壓為輸入電壓，且鐵芯不存在直流偏磁現象。但半橋變換器原邊存在電壓短路的可能性[3-4]。

推挽變換器結構比較簡單，變壓器的磁芯雙向磁化。但該電路必須保證有較好的對稱性，否則會引發直流偏磁從而導致磁芯飽和，此外變壓器的繞制工藝也非常嚴格，必須緊密禍合，減小漏感防止開關管關斷時刻電壓尖峰過大[5-6]。

正激變換器適用于中小功率的場合，輸入輸出有電氣隔離，很容易實現多路輸出。但開關管的占空比不得超過0.5，變換器為了保證磁芯復位，必須附加復位電路，且普遍存在變壓器利用率低下，主開關管承受兩倍輸入電壓等問題[7-8]。為了克服磁芯復位、降低開關電壓的高應力等問題，提出了雙管正激變換器，但其仍然存在著一些缺陷：占空比不得超過0.5；磁芯的利用率低；輸出濾波電感體積一般較大[9-10]。

反激變換器適用于小功率場合，結構與正激類似，只是變壓器接法與作用不同，同樣非常容易實現多路輸出。但同樣存在著一些缺點:輸出功率小；變壓器輸出脈動較大；變換器的開關電壓應力與變換器的最大工作占空比有關，時會達到3～4倍的輸入電壓；多路輸出不易獲得良好的交叉調節特性；反激變換器的小信號模型中有一個右半平面的零點，閉環穩定帶來了困難[11-12]。

2 工作分析

在綜合了上面變換器的一些優缺點后，本文采用交錯并聯雙管正激變換器，其電路結構如圖1所示。

在分析工作原理之前做一定的假設：

① 開關管均為理想的器件；

② 輸出濾波電容C和電感L均足夠大，可看作為恒壓源與恒流源；

③ 變換器工作在穩定狀態。

在一個開關周期內，電路工作模態有12種情況，前半周期與后半周期各6種，且完全一致，只需分析模態即可。變換器在前半個周期的主要波形如圖2所示。

(1)開關模態1[t0-t1]

在t0時刻之前，變壓器T1勵磁復位，功率開關管S1、S2與箝位二極VD1、VD2上的電壓為輸入電壓的一半，整流二極管RD1關斷；變壓器T2此時勵磁復位，勵磁電流通過VD3、VD4反饋給電源，此時S3、S4承受輸入電壓Uin，變壓器T2電壓為-Uin，RD2關斷；續流二極管FD1為濾波電感L提供續流回路。在t0時刻開始后，開關管S1、S2開通，變壓器T1原副邊電流線性增加，電感L上的電流逐漸從FD1換流到RD1，且向負載提供能量；變壓器T2仍繼續勵磁復位，RD2此時承受受2倍的變壓器副邊電壓。

(2)開關模態2[t1-t2]

在t1時刻，FD1到RD1換流結束，RD1承受所有的電感電流，在t1時刻之后，在輸入電壓Uin與T1的作用下繼續線性增加并向負載提供能量，FD1承受變壓器T1副邊電壓的反壓；變壓器T2仍繼續勵磁復位，在t2時刻勵磁復位結束。

(3)開關模態3[t2-t3]

在t2時刻，變壓器T2勵磁復位結束，VD3、VD4關斷；t2結束時刻，Uin通過，VD3、VD4的輸出電容C3、C4與變壓器T2的漏感、勵磁電感一起組成諧振回路并產生諧振，變壓器T2原邊電流反向流動，使得S3、S4上的電壓從Uin開始余弦降低，變壓器T2原邊電壓從-Uin開始增加。

(4)開關模態4[t3-t4]

在t3時刻，開關管S1、S2一起關斷，變壓器T1副邊折算到原邊的電流近似恒流的向S1、S2的輸出電容C1、C2充電，此時S1、S2的電壓從0迅速增加，電感L的電流逐漸由RD1換流到FD1；變壓器T2的這一路上的變換器繼續上一模態的諧振。

(5)開關模態5[t4-t5]

在t4時刻，開關管S1、S2上的電壓增加到Uin，RD1完成了到FD1的換流，FD1保證電感L的續流；在此時刻之后，VD1、VD2導通，變壓器T1通過VD1、VD2完成勵磁復位，S1、S2電壓箝位在Uin，FD1的續流導通造成變壓器T2副邊的短路，使得S3、S4電壓、電壓的振蕩在t5時刻快速地回到0.5Uin并保持。

(6)開關模態6[t5-t6]

在t5時刻開始，S3、S4、VD3、VD4承受的電壓均為0.5Uin，變壓器T2所在的一路變換器停止能量流動；變壓器T1繼續通過VD1、VD2、進行磁復位，S1、S2均承受Uin的電壓；電感電流L在FD1的續流下線性下降。這個模態一直持續到S3、S4同時幵通的t6時刻，開始后半開關周期的6個開關模態。后個幵關模態的工作情況與前6個的類似，僅換成了變壓器T2所在的一路變換器向負載傳遞能量。

3 控制器的設計

交錯并聯雙管正激變換器的電壓環控制系統結構框圖如圖3所示。

圖2 交錯并聯雙管正激變換器的主要波形

圖3 交錯并聯雙管正激變換器的系統控制框圖

交錯并聯雙管正激變換器的Gvd(S)的表達式為：

(1)

電路的設計參數如下：輸入電壓Uin=390V，主電路變壓器變比n=3.2，額定負載R=10Ω，輸出電感L=0.5mH，輸出電容C=1000μF，輸出功率P=250W，開關頻率fs=50kHz，鋸齒波峰值Vm=3V，輸出電壓反

饋系數H(S)=0.05，輸出電壓反饋分壓網絡如圖4所示。令Rx=1kΩ，Ry=19kΩ。

圖4 反饋分壓網絡

本文的補償網絡選用Ⅱ型誤差放大器，其補償網絡電路如圖5所示。

圖5 調節器電路圖

加入補償網絡后的系統回路增益傳遞函數為：

(2)

補償后系統的波特圖如圖6所示。

圖6 加入補償器的波特圖

在低頻段，系統的直流增益比原始回路增益高；在中頻段處，剪切頻率為9.7kHz，曲線以-20dB/dec斜率穿過0dB線；在高頻段，系統下降的速度變快，相位裕量γ=67°>45°，幅值裕度Gm=-20dB<-10dB。加入補償器后可以滿足預期要求。

考慮到交錯并聯雙管正激變換器電路的占空比會超過50%，控制芯片選用美國德州儀器公司(TI)生產的固定脈寬調制電路TL494，其代表性框圖如圖7所示。該芯片包含了開關電源控制所需要的全部功能，主要有以下特征：

圖7 代表性框圖

4 實驗結果

(1)開關管驅動波形及局部放大圖

圖8

圖8(a)為交錯并聯雙管正激變換器原邊一條支路的驅動波形圖，從圖中可以看出驅開關頻率為50kHz，當開關管導通時，柵源極電壓為13V，漏源極電壓為0V；當開關管關斷時，柵源極電壓為0V，漏源極最開始承受輸入電壓，之后經過一段時間震蕩降為輸入電壓的一半。圖8(b)為驅動脈沖邊沿局部放大圖，可以看出在開關管開通的時間要略慢于關斷的時間通斷過程中，符合開關管通斷時遵循的“緩開快關”原則。

(2)直流輸出電壓及峰峰值波形

圖9(a)為交錯并聯雙管正激變換器帶額定負載10Ω的情況下輸出50V電壓的波形；圖9(b)為50V輸出電壓的紋波，從圖中可以看出50V輸出電壓的紋波峰峰值約為300mV，紋波率控制在1%以下，滿足設計要求。

5 結論

從上面的實測結果可以得出：基于TL494控制交錯并聯雙管正激變換器交錯互補180°導通，各自承擔一半的輸出功率，解決了由于磁路復位占空比小于0.5的限制，降低了開關管和續流二極管的電壓應力，同時也分散了電路中器件的發熱損耗，提高了系統的效率及性能。

圖9