高速數傳中的交叉極化干擾對消設計?

(中國西南電子技術研究所,四川成都610036)

0 引言

未來通信衛星將逐步發展為性能全面的大衛星,在數據采集、導航、通信等方面實現高性能、高效率,對信息傳輸速率的要求達到G量級。為滿足高速數據傳輸需求,常用的技術手段包括選用高階調制體制(如64QAM、32APSK),選擇更高頻段(如Ka頻段、V頻段)進行數據傳輸,使用頻率復用技術。

Ka頻段[1-2]衛星通信因其具有可提供的帶寬大、通信容量大、波束窄、終端尺寸小等優勢成為未來衛星通信的必然趨勢。近年來,越來越多的國家和機構相繼加入到對Ka頻段衛星通信系統的開發和使用之中[3-5]。然而空間鏈路對Ka頻段信號傳輸影響遠大于其他頻段,特別是Ka頻段的雙極化傳輸信號,由于信道非理想特性、雨衰、天線隔離度等因素,頻率復用的兩路獨立信號相互混疊、交叉干擾[6]。

極化交叉干擾信號的存在導致主信號信噪比降低,性能惡化。交叉極化干擾對消技術[7-11]通過對接收到的兩路信號進行處理,扣除干擾信號,提高接收信號質量。隨著極化復用技術在數傳領域中的應用,交叉極化干擾對消技術開始應用于數傳接收機。文獻[10]介紹了一種基于ADC采樣樣本進行對消的方案,通過乘累加器、積分清零器和移動平均MA的結構進行相關系數估計。該方案的優點是信號無需載波恢復和時鐘同步,缺點是運算量較大,特別是對于全數字高速解調器。文獻[11]介紹了清華大學全數字高速解調器中的交叉極化對消方案,該方案分別對兩路信號進行載波恢復,然后在時鐘同步前進行交叉極化干擾對消。由于兩路信號獨立進行載波恢復,如果兩路信號的載波存在頻差,則無法實現交叉極化對消。

本文針對高速數傳信號[12]接收特點,給出一種高速數傳解調器中的交叉極化干擾對消方案。主信號按照高速解調方案進行并行載波恢復、并行時鐘同步處理,干擾信號采用下變頻代替載波恢復環路,使得DDS的頻率字和相位與主信號的載波環路保持一致。干擾信號的重采樣時鐘與主信號的重采樣時鐘保持一致。由于干擾信號采用下變頻代替載波同步,因此對載波存在頻差的情況,也可實現對消。主信號與干擾信號間的重采樣同步處理使得獲取的干擾分量更為準確。

1 高速解調器設計框圖

設兩路信號分別為s1(t)和s2(t),經交叉極化干擾信號分別為x1(t)和x2(t),且有

下面以x1(t)為主信號、x2(t)為干擾信號進行高速解調器設計,如圖1所示。反之設計方法類似。極化復用的兩路信號x1(t)和x2(t)分別通過高速ADC轉換為數字信號,兩路高速ADC采用相同采樣時鐘fc,ADC輸出數字信號x1[n]和x2[n]共同進入FPGA,并行N路進行信號處理,完成解調。在FPGA內,對于主信號x1[n],首先根據載波頻率f0進行并行下變頻,變頻為零中頻信號;然后,零中頻信號通過并行載波恢復、并行時鐘同步解調出基帶主信號ejτ1。干擾信號x2[n]經過f0并行下變頻、再次并行下變頻、并行內插輸出基帶干擾信號ejτ2。基帶干擾信號ejτ2與基帶主信號ejτ1共同進入交叉極化對消模塊,消除包含的交叉極化干擾,最終完成信號x1(t)(即信號s1(t))的解調。

圖1 高速解調器設計框圖

2 交叉極化對消具體實現

2.1 干擾信號下變頻

高速解調器采用N路并行結構處理。干擾信號x2[n]經載波頻率f0并行下變頻后,轉換為N路基帶復信號再次并行下變頻所需頻率分量ejθ由主信號x1[n]的并行NCO模塊提供N路基帶復 信 號與N路NCO輸出頻率分量ejθ分別對應相乘,得到并行信號其 中,完成再次下變頻。

主信號x1[n]的并行載波恢復包括并行相位恢復模塊、并行鑒相模塊、濾波模塊和并行NCO模塊。主信號經x1[n]并行下變頻后的N路基帶復 信 號與并行NCO模塊輸出N路復信號ejθ分別對應相乘,得到相位恢復后的并行信號完成并行相位恢復。

頻率分量ejθ由主信號的載波恢復環路獲得。并行鑒相模塊根據相位恢復后的信號ejα進行鑒相。鑒相方式采用松尾環,以QPSK信號為例,鑒相函數為

2.2 干擾信號重采樣

干擾信號重采樣的時鐘和內插偏移量由主信號的并行DDS模塊提供。N路并行內插如圖2所示,DDS模塊產生的第i路信號的內插時刻和偏移量表示為clk i和δi。設干擾信號ejβ在clk i時刻對應的數據為則用于內插擬合的前后4 個 采 樣 數 據 為。采用三階拉格朗日公式,根據偏移量δi計算內插系數μi,μi表示為μi=[μ1,μ2,μ3,μ4]。內插可獲得當前內插值表示為為干擾信號的并行基帶數據。

設主信號ejα在clk i時刻對應的數據為則用于內插擬合的前后4個采樣數據為擬 合 獲 得 當 前 內插值內插時刻clk輸入到選擇器模塊,選擇輸出擬合數據,設經內插模塊和選擇器模塊后,輸出為M路主信號的并行基帶數據ejτ1。

圖2 并行插值實現框圖

主信號x1[n]的并行鑒相模塊采用Gardner算法,設k時刻的主信號表示為路信號分量表示為y[k]=cos(τ1[k])。通過3個連續采樣點來求得定時誤差,計算公式如下:

式中,y[k-1/2],y[k-1]和y[k]分別間隔半個符號周期。采用上述公式分別對每路誤差提取,輸出h(y i[k]),并行誤差提取模塊輸出為M路誤差提取輸出之和

2.3 交叉極化干擾對消模塊

交叉極化干擾對消模塊功能是消除主信號x1[n]的基帶中包含的干擾分量,為方便推導表示為復數形式基帶干擾信號通過對x2[n]下變頻和重采樣獲得復數形式為減去通過自適應濾波器的ejτ2,可消除交叉極化帶來的干擾。

k時刻主信號的M路并行I/Q基帶信號分別表示為I1[k]=[i1,1[k],…,i1,M[k]]和Q1[k]=[q1,1[k],…,q1,M[k]],干擾信號的M路并行I/Q基帶信號表示為I2[k]=[i2,1[k],…,i2,M[k]]和Q2[k]=[q2,1[k],…,q2,M[k]]。

圖3 交叉極化對消模塊框圖

3 仿真與分析

3.1 Matlab仿真實驗

采用Matlab進行仿真,分別產生兩個調制信號s1(t)和s2(t),s1(t)與衰減后的s2(t)相加,然后與高斯白噪聲相加,獲得信號x1(t)信號數據;s2(t)與衰減后的s1(t)相加,然后與高斯白噪聲相加,獲得信號x2(t)信號數據。

仿真1:s1(t)信號參數為中心頻率1.2 GHz,QPSK調制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信號參數為中心頻率1.201 GHz,QPSK調制,信息速率1 000 Mbit/s,α=0.2(14 dB),β=0.2(14 dB)。圖4是x1(t)解調后(交叉極化對消前)的信號星座圖與交叉極化對消后的信號星座圖。由圖可知,對消前的星座圖中星座點由于干擾產生了空心,對消后的星座圖的星座點是實心的,說明該方法有效地消除了不同載波頻率間信號的交叉極化干擾。

圖4 仿真1交叉極化對消前后信號星座圖

仿真2:s1(t)信號參數為中心頻率1.2 GHz,QPSK調制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信號參數為中心頻率1.2 GHz,QPSK調制,信息速率900 M bit/s,α=0.2(14 dB),β=0.2(14 dB)。圖5是x1(t)解調后(交叉極化對消前)的信號星座圖與交叉極化對消后的信號星座圖。由圖可知,對消前的星座圖中星座點由于干擾產生了空心,對消后的星座圖的星座點是實心的,該方法有效地消除了不同調制信號間的交叉極化干擾。

圖5 仿真2交叉極化對消前后信號星座圖

仿真3:s1(t)信號參數為中心頻率1.2 GHz,QPSK調制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信號參數為中心頻率1.2 GHz,QPSK調制,信息速率1 000 M bit/s,α=0.4(8 d B),β=0.4(8 d B)。信噪比從4 dB到9 dB。圖6是解調后(交叉極化對消前)的信號誤碼率與交叉極化對消后的信號誤碼率。由圖可知,對消后的誤碼率與對消前相比,明顯降低。

圖6 交叉極化對消前后信號誤碼率對比

仿真結果表明,本文的交叉極化對消方法對與不同載波頻率、不同調制方式、不同符號速率的信號間交叉極化干擾均有效。

3.2 復雜度與實時性分析

本方法需要在原解調器中增加2個下變頻模塊、1個內插模塊和1個交叉極化對消模塊。由于交叉極化對消模塊工作在降速后的數據時鐘頻率,因此算法復雜度低于高速ADC樣本直接對消的方法,復雜度高于直接基帶對消方法。本方法采用自適應算法實時調整濾波器系數,因此具有實時對消交叉極化干擾能力。

4 結束語

本文介紹了一種高速數傳中的交叉極化干擾對消方法,干擾信號通過主信號的解調信息進行下變頻和重采樣,提取基帶干擾分量。采用下變頻代替載波同步,使得該方法可適用于兩信號有載波頻差的情況,主信號與干擾參考信號間的同步處理使得獲取的干擾分量更為準確。仿真結果表明,該方法對消方法對于不同載波頻率、不同調制方式、不同符號速率的信號間交叉極化干擾均有效。

[1]YEO J X,LEE Y H,ONG J T.Rain Attenuation Prediction Model for Satellite Communications in Tropical Regions[J].IEEE Trans on Antennas and Propagation,2014,62(11):5775-5781.

[2]ALAGHA N S,ARAPOGLOU P D.Technology Trends for Ka-Band Broadcasting Satellite Systems[C]∥International Conference on Wireless and Satellite Systems,Bradford,UK:Springer,2015:147-159.

[3]DINGLEY P,FRIZO A,STANLEY G.A Review of the Two Primary Types of Ka Satellite Systems[EB/OL].[2017-04-12].www.securecommunications-airbusds.com/wp-content/uploads/2014/04/areview-of-the-two-primary-types-of-ka-satellitesystems.pdf.

[4]JORGE F,RIVA C,ROCHA A.Characterization of Interfade Duration for Satellite Communication Systems Design and Optimization in a Temperate Climate[J].Radio Science,2016,51(3):150-159.

[5]YUAN F,LEE Y H,MENG Y S.Comparison of Cloud Models for Propagation Studies in Ka-Band Satellite Applications[C]∥International Symposium on Antennas and Propagation,Kaohsiung:IEEE,2014:383-384.

[6]VASSEAR H.Degradation of Availability Performance in Dual-Polarized Satellite Communications System[J].IEEE Trans on Communications,2000,48(3):465-472.

[7]CARLIN J,BAR-NESS Y,GROSS S,et al.An IF Cross-Pol Canceller for Microwave Radio System[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1987,5(3):502-504.

[8]NOEL P,PROKOPTSOV M,KLEMES M,et al.The Design,Development and Implementation of a Cross Polarization Interference Cancellation System for Point-to-Point Digital Microwave Radio System[C]∥24th Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering,Niagara Falls,ON:IEEE,2011:1365-1369.

[9]CUSANI R,BACCARELLI E,DI BLASIO G,et al.A Simple Polarization-Recovery Algorithm for Dual-Polarized Cellular Mobile-Radio Systems in Time-Variant Faded Environments[J].IEEE Trans on Vehicular Technology,2000,49(1):220-228.

[10]王宇舟,鐘瑜,劉金山.一種高速衛星通信交叉極化干擾對消技術仿真[J].通信技術,2014,47(2):141-144.

[11]王萬玉,陳金樹.交叉極化干擾消除技術研究[J].電訊技術,2013,53(6):707-710.

[12]向海生,馬利祥,王冰.基于拼接采樣技術的寬帶數字接收機[J].雷達科學與技術,2014,12(4):450-453.XIANG Haisheng,MA Lixiang,WANG Bing.A Wideband Digital Receiver Based on Time-Interleaved Sampling Technique[J].Radar Science and Technology,2014,12(4):450-453.(in Chinese)