變頻交流發(fā)電系統(tǒng)雙定子繞組異步發(fā)電機低載波比控制

莊圣倫，黃文新，卜飛飛，宋玲

南京航空航天大學 自動化學院，南京 210016

變頻交流發(fā)電系統(tǒng)雙定子繞組異步發(fā)電機低載波比控制

莊圣倫，黃文新*，卜飛飛，宋玲

南京航空航天大學 自動化學院，南京 210016

隨著多電全電飛機的發(fā)展，變頻交流(VFAC)電源發(fā)電系統(tǒng)已廣泛應用于大型民用飛機之中。VFAC系統(tǒng)的主發(fā)電機具有功率大、基波頻率高的特點，而大功率器件的開關頻率通常不高于5 kHz，因此，如何在有限載波比下保證輸出電壓波形質量及動態(tài)性能成為了研究的重點。基于雙定子繞組異步電機(DWIG)VFAC發(fā)電系統(tǒng)，利用特定次諧波消除脈寬調制法(SHEPWM)，針對不同的基波頻率段選擇不同的載波比，在保證波形質量的同時做到開關頻率最低。針對SHEPWM無法實時控制的問題，采用磁鏈追蹤控制(FTTC)對SHEPWM調制進行了改進，保證了系統(tǒng)動態(tài)性能，仿真和實驗驗證了方法的正確和有效性。低載波比控制方法不僅可以應用于變頻交流發(fā)電系統(tǒng)，而且同樣適用于中頻變換器等場合。

變頻交流系統(tǒng); 雙定子繞組發(fā)電機(DWIG); 特定次諧波消除PWM(SHEPWM);低載波比;磁鏈追蹤控制

隨著飛機的功能日益完善，用電量不斷增加，發(fā)展多電或全電飛機已經成為了飛機發(fā)展的趨勢。將機械、液壓等傳動機構改成電傳機構，不僅可以提高飛機的可靠性、可維護性和可操縱性，而且可以減輕飛機的重量。在大飛機供電系統(tǒng)中，由于加熱、照明等一系列對頻率不敏感的負載占總負載容量的50%以上，相較于恒頻交流電源發(fā)電系統(tǒng)，變頻交流(Variable Frequency AC,VFAC)電源已成為大飛機電源系統(tǒng)的一種優(yōu)秀方案，因此一些新研制的飛機，如歐洲的“陣風”戰(zhàn)斗機、波音787飛機和空客A380等，都采用了這種供電系統(tǒng)[1-3]。

目前無刷三級式同步機是VFAC系統(tǒng)的主發(fā)電機，但是電機無刷化的代價是采用了復雜的轉子結構，影響了電源系統(tǒng)的可靠性。而后，另一種正弦交流發(fā)電機:雙定子繞組異步發(fā)電機(Dual-stator Winding Induction Generator,DWIG)引起了研究界的注意[4-6]，作為VFAC主發(fā)電機的一種可選方案。DWIG的轉子為普通籠型，結構堅固可靠，定子有兩套交流繞組：一套為功率繞組，輸出變頻交流電能；另一套為控制繞組，由電力電子變換器進行控制。該發(fā)電系統(tǒng)實現(xiàn)了有功輸出與無功勵磁的獨立控制，表現(xiàn)出優(yōu)秀的動靜態(tài)性能品質。

近年來，已有學者針對DWIG變頻交流發(fā)電系統(tǒng)展開了一系列的研究，文獻[7]提出一種適用于變頻交流系統(tǒng)的轉差頻率控制策略，文獻[8]研究了系統(tǒng)參數(shù)設計和優(yōu)化，文獻[9-12]分別研究了系統(tǒng)的動態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)特性，然而這些研究均沒有考慮到開關頻率對于系統(tǒng)工作性能的影響。變頻交流系統(tǒng)中，以波音787為例，單臺發(fā)電機的用電功率高達250 kW，在容量達百千瓦功率等級的電能變換場合，需采用大功率的絕緣雙極型晶體管(IGBT)，其開關特性決定開關頻率在1～4 kHz之間，很少超過5 kHz，較低的開關頻率使得開關管損耗降低，有利于散熱系統(tǒng)的設計，并且低開關頻率可以削弱變流器對外部器件的電磁干擾[13]。變頻交流系統(tǒng)的基波范圍為360～800 Hz，隨著基波頻率的提高，調制波的載波比變小，如采用5 kHz開關頻率的IGBT輸出基頻800 Hz，一個周期內載波比僅略高于6，一般的異步調制(如空間電壓矢量調制)引入電機中的偶次諧波電流對發(fā)電系統(tǒng)的影響已不能忽略，除此以外，低載波比將會使波形質量惡化，并帶來控制上的一系列困難[14-15]。綜上所述，有必要對系統(tǒng)的調制策略進行研究。

特定次諧波消除脈寬調制法(Specific Harmonic Elimination Pulse-Width Modulation,SHEPWM)是工程上常用的低載波比調制手段，常用于軌道交通等大功率牽引場合[16]，其同步對稱性可以保證系統(tǒng)在低載波比下獲得優(yōu)越的諧波抑制性能，因此可推廣應用于VFAC場合。但SHEPWM不能直接應用于高性能閉環(huán)控制，在一個周期內多次變功率管的開關角將會導致系統(tǒng)過流[13]。為解決上述問題，德國的Holtz教授提出一種定子磁鏈軌跡跟蹤控制(Flux Trajectory Tracking Control，F(xiàn)TTC)技術[17-20]，實現(xiàn)了同步調制下的異步電機高性能閉環(huán)控制。此外，文獻[21-22]將其拓展到同步電機應用場合。值得注意的是，上述文章均應用于調速場合，且采用的是矢量控制策略，而本文研究的對象為發(fā)電場合，并采用轉差頻率控制。與調速系統(tǒng)不同，發(fā)電場合側重于穩(wěn)態(tài)波形質量，且由于控制算法的區(qū)別，有必要分別對其穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能進行分析。

本文首先分析了穩(wěn)態(tài)情況下控制繞組電壓的諧波特性，確定了在不同頻率下滿足輸出電壓穩(wěn)態(tài)要求的半周期開關角次數(shù)；其次提出了轉差頻率下FTTC的控制策略，實現(xiàn)了不同載波比之間的平滑切換；最后在一臺15 kW樣機上搭建了基于DSP和FPGA的實驗平臺，實驗結果驗證了低載波比的SHEPWM在DWIG變頻交流發(fā)電系統(tǒng)中的可行性。

1 SHEPWM調制下DWIG發(fā)電系統(tǒng)諧波特性

圖1給出了DWIG發(fā)電系統(tǒng)框圖。發(fā)電機的控制繞組通過濾波電感L連接控制變換器(SEC)，控制變換器直流母線接有勵磁電容CcDc，可輸出高壓直流電，低壓蓄電池通過反并聯(lián)二極管D連接母線，在發(fā)電系統(tǒng)建壓過程中提供初始勵磁能量，當發(fā)電電壓升高后二極管阻斷高壓。功率繞組為三相四線制，發(fā)電機出線端直接連接發(fā)電機勵磁電容組C，在提供部分勵磁無功的同時還具有輸出電壓濾波功能，ZA、ZB和ZC分別為三相負載。

SHEPWM通常通過查表法實現(xiàn)，具體做法為將不同調制比下的半周期開關時刻離線算好，存于控制器的開關表P(M,N)中，開關表P(M,N)是調制比M和半周期開關角個數(shù)N的函數(shù)。工作時，根據(jù)當前輸出電壓的幅值決定調用P(M，N)表中哪組開關角，然后根據(jù)當前電壓矢量的位置決定逆變器開關狀態(tài)。本文中，N的選取希望使得系統(tǒng)最高開關頻率小于5 kHz，符合一般大功率器件的開關頻率要求，同時需要使得VFAC系統(tǒng)輸出電壓諧波含量(Total Harmonic Distortion, THD)小于5%，滿足國軍標要求。由于N的取值越大，消除的諧波次數(shù)越高，功率繞組輸出電壓波形質量就越好，因此上述兩種情況分別決定了載波比選擇的上限和下限。功率繞組穩(wěn)態(tài)電壓諧波大小和兩個要素有關，一是控制繞組逆變器輸出電壓的諧波含量;二是發(fā)電系統(tǒng)拓撲的影響，下面從兩方面進行分析。

圖1 雙定子繞組異步電機(DWIG)發(fā)電系統(tǒng)
Fig.1Dual-stator Winding Induction Generator(DWIG) generation system

1.1 調制波諧波特性

本文使用的是兩電平雙極性SHEPWM，其具有半周期奇對稱和四分之一周期偶對稱的特點，無偶次諧波。以N=3為例，典型的SHEPWM波形如圖2所示,N1、N2和N3表示四分之一周期內開關管的動作時刻。

根據(jù)最優(yōu)諧波消除思想，對于三相對稱系統(tǒng)，N次開關共可以消除3N-2次的諧波。將SHEPWM在[0,T]上做傅里葉展開可得

(1)

式中：

f(t)為關于角度和調制比的開關函數(shù)，上橋臂導通時輸出1，否則為-1。

圖2 典型的SHEPWM調制波
Fig.2 Typical SHEPWM modulation wave

根據(jù)式(1)可分析任意調制比下的SHEPWM諧波含量。圖3給出了電壓諧波THD與調制比的關系圖，可看出，全調制比下3N+2次諧波始終占主導地位，其最大值在某些調制比下甚至高于基波，其次是3N+4次諧波和3N+10次諧波。以N=3為例，其主導諧波為11、13及19次，不含有5、7次諧波。隨著頻率的增加，回路阻抗迅速增加，因此更高次的諧波電壓所產生的影響基本可以忽略。

圖3 控制繞組SHEPWM電壓THD與調制比關系
Fig.3Relationship between control winding SHEPWM voltage THD and modulation ratio of SHEPWM

1.2 發(fā)電系統(tǒng)拓撲諧波特性

以一臺DWIG樣機為例，電機參數(shù)見附錄A，其等效電路如圖4所示。

Rp分別為控制繞組、轉子及功率繞組電阻；ip、ic、ir及iL分別為功率繞組、控制繞組、轉子及負載電

首先分析系統(tǒng)空載的情況，此時系統(tǒng)在靜止坐標下的狀態(tài)方程為

(2)

式中:

C=0 0 0 1

圖4 DWIG空載等效電路圖
Fig.4 DWIG equivalent circuit without load

可根據(jù)式(2)可繪制出不同轉速下(對應轉子頻率分別為fz=400、500及600 Hz)控制繞組電壓Uc到功率繞組電壓Up的幅頻特性，如圖5所示。從圖5中看出，每條曲線均有兩個波峰，其中第1個波峰物理意義如下：當定子頻率和轉子頻率相差較多時，轉差率較大，轉子回路等效阻抗很小，因此控制繞組電流絕大部分將流經轉子，不經過勵磁回路，此時感應電勢很小，因而功率繞組側的電壓也很小，而當定轉子頻率接近時，氣隙感應電勢變大，功率繞組電壓隨之變大，當定轉子頻率相同時控制繞組電壓可最大限度感應至功率繞組側，因此該峰值位置隨轉子轉速變化而改變。而第2個波峰是由功率繞組勵磁電容和電機電感諧振產生的，和轉子頻率基本無關。

圖5 輸入輸出電壓空載幅頻特性
Fig.5 Input-output voltage bode diagram without load

圖6 容性及感性負載的輸入輸出電壓伯德圖
Fig.6Input-output voltage Bode diagram with capacitive-load and inductive-load

下面分析系統(tǒng)帶載時穩(wěn)態(tài)特性。很顯然，系統(tǒng)帶阻性負載工作時的諧振峰值小于空載，因此不再單獨分析。當負載為容性或感性時，仿照空載情況列寫狀態(tài)方程，并繪制控制繞組電壓到功率繞組電壓的伯德圖。圖6給出了500 Hz下系統(tǒng)帶0.7功率因數(shù)感性負載或容性負載滿載工作時的幅頻特性曲線。

可以看出，容性負載極大地抑制了諧振峰值，這是因為容性負載與勵磁電容的并聯(lián)可以視作為純阻性負載與等效勵磁電容的并聯(lián)，而純阻性負載對諧振有阻尼作用。此外，感性負載使得系統(tǒng)諧振點和峰值均發(fā)生了變化，可總的來看，諧振峰值依然小于空載，且在高頻段與空載時幅頻特性相同。綜上所述，空載時發(fā)電系統(tǒng)拓撲的諧波衰減特性最為惡劣，如果N的選取可以使空載諧波達到設計指標，則帶負載工作時一定滿足要求。

利用圖3及圖5，可計算得到不同調制比下功率繞組電壓THD隨基波頻率f變化的曲線簇。圖7給出了N=3和N=5時的功率繞組電壓THD曲線。

圖7 功率繞組電壓THD與調制比及轉速的關系
Fig.7Relationship among power winding voltage THD modulation ratio and rotor speed

由圖7可得本文的半周期開關角選取方式。為了保證系統(tǒng)諧波特性滿足要求時開關頻率最低，當基波頻率處于最低工作頻率360 Hz時，令N=5，此時功率繞組THD的理論最大值不到1.7%，隨著基波頻率的提升，在430 Hz以上，選擇N=3，此時穩(wěn)態(tài)THD的最大值略小于4%,可以滿足系統(tǒng)要求。從開關頻率的角度來看，N選取3或5時，430 Hz基波頻率下的開關頻率分別為2 580 Hz和4 300 Hz，同樣符合開關頻率的范圍要求，因此切換頻率的選擇是合理的。

1.3 仿真驗證

利用MATLAB對不同載波比下的功率繞組電壓進行仿真驗證，圖8及圖9分別給出了N=3，基波頻率f=430 Hz及N=5，基波頻率f=360 Hz下功率繞組空載電壓波形及其對應的THD。Upa、Upb和Upc分別為功率繞組A、B和C三相電壓。仿真得到的THD略大于圖7中的值，這是因為上文分析THD時忽略了高次諧波的影響，但兩者大小相似。仿真結果表明本文的半周期開關角選擇可以滿足電壓THD指標。

圖8 f=430 Hz，N=3下功率繞組電壓波形及THD
Fig.8Power winding voltage waveform and THD with stator frequency f=430 Hz, and N=3

2 SHEPWM調制下DWIG閉環(huán)控制系統(tǒng)

2.1 DWIG轉差頻率控制策略

圖9 f=360 Hz，N=5下功率繞組電壓波形及THD
Fig.9Power winding voltage waveform and THD with stator frequency f=360 Hz, and N=5

圖10 DWIG轉差頻率控制策略
Fig.10 DWIG V/F control diagram

DWIG轉差頻率控制本質上是對系統(tǒng)有功和無功的直接控制。穩(wěn)態(tài)工作時，發(fā)電系統(tǒng)輸入輸出有功分量保持平衡，控制繞組母線電壓恒定。當功率繞組突加負載時，由于系統(tǒng)消耗有功增加，功率平衡被打破，母線電壓隨之降低，而異步電機的轉差率與轉矩成正比關系，拉開電機轉差可以迅速增大系統(tǒng)有功輸出，恢復輸入輸出功率平衡，使得母線電壓重新恒定。功率繞組電壓的幅值與電機勵磁無功相關，當功率繞組電壓幅值跌落時，通過增大勵磁無功使得輸出電壓幅值恢復。該方法兼顧了快速性和穩(wěn)態(tài)性能，取得了良好的實驗效果。下文將討論調制策略從SVPWM變成SHEPWM后帶來的影響。

2.2 SHEPWM閉環(huán)控制存在的問題

(3)

(4)

而系統(tǒng)從零時刻起一直按P(2)組開關角工作對應的優(yōu)化磁鏈軌跡2為

(5)

(6)

式(6)表示的磁鏈直流偏置分量將引起三相電流產生相應的直流偏置，高性能系統(tǒng)需要不斷更改調制比M，誤差的累積將會造成磁鏈軌跡偏離穩(wěn)態(tài)優(yōu)化軌跡，從而導致電流軌跡偏離、發(fā)生過流，所以，SHPWM調制不能直接應用于實時控制。

2.3 FTTC控制與載波比切換

磁鏈追蹤控制(FTTC)的本質是一種磁鏈閉環(huán)控制，通過計算當前磁鏈和優(yōu)化磁鏈之間的誤差，實時修正最優(yōu)開關角的時刻，即令開關角延時或提前開通，使實際磁鏈ψs跟隨期望的優(yōu)化磁鏈ψss，從而消除動態(tài)調制誤差d(t)，避免過流。

由于變頻交流系統(tǒng)中電機轉速較高，因此在計算磁鏈時可忽略定子電阻上的壓降。以A相為例，設t1時刻開始系統(tǒng)切換為最優(yōu)電壓ussa(ωt)，則優(yōu)化磁鏈的表達式為

(7)

(8)

每一個不同的調制比對應的初始偏置總是不同的，且從式(8)看出，該值大小與基波頻率相關。為方便使用，可以將額定頻率下初始偏置制成開關表。當基波頻率改變時，磁鏈偏置需要乘以相應的比例系數(shù)進行修正。修正系數(shù)為：k=f1/f，f1為額定頻率，f為當前頻率。

實際磁鏈可簡化為輸出相電壓的積分：

(9)

結合式(6)～式(9)可求出A相磁鏈動態(tài)調制誤差。同理可得B、C相的動態(tài)誤差，再通過式(10)求出單個控制周期內每次開通或關斷時最優(yōu)電壓矢量需要修正的大小，其中Na、Nb、Nc為單位控制周期內各相對應開關次數(shù)，da、db、dc為每相磁鏈動態(tài)誤差：

(10)

以A相為例，當da為正時，表示橋臂上開關管需要多開通ΔTa(θ)，反之則下橋臂多開通ΔTa(θ)。圖11給出了一次控制周期內的修正示意圖，設相鄰兩個控制周期內(T(k-1)和T(k))的修正量ΔTa(k-1)(θ)為正，ΔTa(k)(θ)為負，實線表示未經修正的最優(yōu)開關角度，虛線表示修正后的開關角度。在修正過程中，必須滿足補償后的開關角依然保持θk+1>θk，如果需要修正的量超過這一限制，則延至下一控制周期進行操作。

圖11 開關角修正示意圖
Fig.11 Switching angle revision diagram

圖12 載波比從5變化至3時磁鏈軌跡追蹤過程
Fig.12Flux tracing process when carrier ratio changes from 5 to 3

上述磁鏈追蹤方法同樣也可應用于載波比切換的場合。圖12給出了載波比變化時優(yōu)化磁鏈軌跡的追蹤過程，其中前四分之一周期部分表示N=5時的優(yōu)化磁鏈軌跡，之后在四分之一周期處載波比切換為N=3。可以看到，跳變點處兩個軌跡存在穩(wěn)態(tài)誤差。在FTTC作用下，該誤差被平均分布到一個控制周期中，實現(xiàn)了磁鏈的平滑過渡。

2.4 轉差頻率控制的FTTC發(fā)電系統(tǒng)

矢量控制與FTTC結合的最大的問題是如何得到平穩(wěn)的基波電壓u*。一般而言電流調節(jié)器的輸出中含有較大諧波，計算得到的參考電壓無法直接應用于SHEPWM，為解決上述問題，文獻[19]及文獻[21]采用了自控電機法構建了基波電流觀測器。然而在轉差頻率控制中，調節(jié)器直接輸出了轉差頻率和定子電壓幅值。由于轉子轉速在單控制周期中基本不變，轉差頻率相對轉子頻率是很小的值，因此定子頻率相當平穩(wěn)。此外，定子電壓幅值也可以直接轉換為調制比，這種優(yōu)點使得閉環(huán)控制變得相當簡單。只需在圖10所示轉差頻率控制基礎上，將調節(jié)量轉換為調制比M與電壓相角θ，最后通過SHEPWM及FTTC策略控制變換器各橋臂開關序列，實現(xiàn)閉環(huán)控制。據(jù)此可以得到系統(tǒng)控制框圖如圖13所示。

圖13 SHEPWM調制下的轉差頻率控制框圖
Fig.13Diagram for V/F control with SHEPWM modulation

3 實驗驗證

SHEPWM的實現(xiàn)需要大量并行的邏輯運算，而DSP對數(shù)據(jù)是串行處理，這將會消耗大量片上資源，甚至影響正常的系統(tǒng)控制。為解決上述問題，本文采用Altera公司EP4CE15型FPGA與TM28335相結合的方法，由DSP負責采樣并計算定子頻率和幅值，而FPGA則負責完成SHEPWM的發(fā)送和FTTC功能，兩者通過SPI進行通訊。每個DSP控制周期內，新的調制比和頻率從DSP發(fā)送給FPGA，F(xiàn)PGA根據(jù)調制比選擇開關表，并將頻率通過積分轉化為當前開關角度，F(xiàn)TTC模塊在高速全局時鐘作用下迅速計算當前調制比對應的優(yōu)化磁鏈，并與實時磁鏈進行比較，根據(jù)當前DSP控制周期內開關管的開關次數(shù)和磁鏈差值實時修正開關管的開關時刻，最后經過死區(qū)模塊對外輸出IGBT的驅動信號。圖14給出了FPGA和DSP中系統(tǒng)邏輯框圖。

為驗證DWIG發(fā)電系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，以一臺15 kW樣機為例，圖15(a)、圖15(b)和圖16(a)、圖16(b)分別給出了N=3，f=430 Hz和N=5，f=360 Hz時的空載穩(wěn)態(tài)波形及相應的THD。電機的參數(shù)見附錄A。

圖14 FPGA及DSP邏輯框圖
Fig.14 FPGA and DSP’s logic diagram

圖15 N=3, f=430 Hz下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形(2 ms/div)
Fig.15Steady state waveform with N=3, and f=430 Hz (2 ms/div)

圖15(a)及圖16(a)中，示波器1通道Upa為功率繞組A相電壓(200 V/div)；2通道Ucdc為母線電壓(200 V/div)；3通道Ica為控制繞組A相電流(50 A/div)； 4通道ILa為負載A相電流(80 A/div)；圖15(b)及圖16(b)為功率繞組電壓THD。穩(wěn)態(tài)時，控制繞組電流和功率繞組電壓相位之差近似成90°關系，且由THD的實驗結果可見，基波電壓有效值為115 V左右，當N=3時，功率繞組電壓最低次諧波為11次，THD為4.475%，而當N=5時，最低次諧波為17次，功率繞組電壓THD為2.156%，兩者均滿足設計指標。

為驗證發(fā)電系統(tǒng)的動態(tài)性能，圖17和圖18分別給出了N=3，f=430 Hz和N=5，f=360 Hz時的突加突卸載波形，各通道對應的波形含義與圖15(a)，圖16(a)一致。負載為三相對稱阻性負載，每相電阻為4.1 Ω。由于阻性負載并沒有直接影響電機的勵磁無功，因此功率繞組電壓基本保持不變，加卸載對母線電壓造成了約60 ms的動態(tài)時間。該值小于美軍標MIL-STD-407F對于航空電源動態(tài)恢復時間80 ms的要求。

圖19給出了基波頻率f=430 Hz左右調制比從N=5切換至N=3時的空載波形。圖19(b)為圖19(a)在切換點的細節(jié)展開圖。從圖中可見，系統(tǒng)平穩(wěn)切換，電流基本無沖擊，輸出電壓保持不變。

通過上述穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗可知，F(xiàn)TTC+轉差頻率控制策略在變頻交流發(fā)電系統(tǒng)中可以取得良好的效果。

圖16 N=5, f=360 Hz下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形(2 ms/div)
Fig.16Steady state waveform with N=5, and f=360 Hz (2 ms/div)

圖17N=3, f=430 Hz下系統(tǒng)動態(tài)波形 (10 ms/div)
Fig.17Dynamic waveform with N=3, and f=430 Hz (10 ms/div)

圖18N=5, f=360 Hz下系統(tǒng)動態(tài)波形 (10 ms/div)
Fig.18Dynamic waveform with N=5, and f=360Hz (10 ms/div)

圖19f=430 Hz附近調制比從N=5切換至 N=3的空載波形
Fig.19 Waveform without load of when carrier ratio change from N=5 to N=3 and fundamental frequency is near f=430 Hz

4 結 論

1) 通過不同轉速下選擇合適的載波比，DWIG發(fā)電系統(tǒng)可在同步調制下實現(xiàn)良好的穩(wěn)態(tài)諧波性能，極大地降低了開關頻率。

2) 同步調制下，通過采用FTTC策略，轉差頻率加負載前饋控制可以應用于變頻交流發(fā)電系統(tǒng)的實時控制中，其動態(tài)性能可以滿足航空電源系統(tǒng)的要求，且在載波比切換場合可以實現(xiàn)平穩(wěn)過度。

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附錄A 電機參數(shù)

參數(shù)符號取值功率繞組額定功率PpN/kW15功率繞組額定相電壓有效值UpN/V115極對數(shù)p3額定頻率fN/Hz400功率繞組電阻rp/pu0．0083功率繞組漏抗Xσp/pu0．087控制繞組電阻rc/pu0．0094控制繞組濾波電抗Xσc/pu0．613轉子電阻rr/pu0．0063轉子漏抗Xσr/pu0．058勵磁電抗Xm/pu1．506

Lowcarrierratiocontrolofdual-statorwindinginductiongeneratorforvariablefrequencyACsystem

ZHUANGShenglun,HUANGWenxin*,BUFeifei,SONGLing

CollegeofAutomationEngineering,NanjingUniversityofAeronauticsandAstronautics,Nanjing210016,China

Withthedevelopmentofmoreelectric/allelectricaircraft,VariableFrequencyACGenerationSYSTEM(VFACSYSTEM)hasbeenwidelyusedinlargecivilaircraft.Inthispaper,theVFACgeneratorsystembasedontheDual-StatorWindingInductionGenerator(DWIG)isdiscussed,whichhasthefeatureofhighpoweroutputpersinglegeneratorandhighfundamentalfrequency.Generally,theswitchingfrequencyofthehighpowerdevicedoesnotexceed5kHz,sohowtoensurethequalityofthesystemoutputvoltageandthedynamicperformancewithlimitedcarrierratiobecomesthefocusofthestudy.Inthispaper,theSpecificHarmonicEliminationPulse-WidthModulation(SHEPWM)isadoptedandthecarrierratiochangeswithdifferentfundamentalfrequencyrange,thusthesystem’sswitchinglossislimitedwhiletheoutputvoltage’squalityremainsgood.AsSHEPWMdoesnothavethefunctionofreal-timecontrol,FluxTrajectoryTracingControl(FTTC)isadoptedtoimproveslip-frequencycontrol.Simulationandexperimentprovethecorrectnessandeffectivenessofthemethodproposed,whichcanbealsousedformediumfrequencyinverter.

VFACsystem;Dual-StatorWindingInductionGenerator(DWIG);SpecificHarmonicEliminationPWM(SHEPWM);lowcarrierratio;fluxtrajectorytracingcontrol

2017-03-14；

2017-04-12；

2017-05-04；Publishedonline2017-05-181116

URL：http://hkxb.buaa.edu.cn/CN/html/20171223.html

s：NationalNaturalScienceFoundationofChina(51277095,51507079);AeronauticalScienceFoundationofChina(2016ZC52020)

.E-mailHuangwx@nuaa.edu.cn

http://hkxb.buaa.edu.cnhkxb@buaa.edu.cn

10.7527/S1000-6893.2017.321242

2017-03-14；退修日期2017-04-12；錄用日期2017-05-04；網絡出版時間2017-05-181116

http://hkxb.buaa.edu.cn/CN/html/20171223.html

國家自然科學基金(51277095，51507079); 航空科學基金(2016ZC52020)

.E-mailHuangwx@nuaa.edu.cn

莊圣倫，黃文新，卜飛飛，等.變頻交流發(fā)電系統(tǒng)雙定子繞組異步發(fā)電機低載波比控制J. 航空學報，2017,38(12):321242.ZHUANGSL,HUANGWX,BUFF,etal.Lowcarrierratiocontrolofdual-statorwindinginductiongeneratorforvariablefrequencyACsystemJ.ActaAeronauticaetAstronauticaSinica,2017,38(12):321242.

TM354

A

1000-6893(2017)12-321242-11

蘇磊)