基于氮化鎵器件的Boost PFC設計與損耗分析

高裴石,王佳寧,張 興

(合肥工業大學電氣與自動化工程學院,合肥 230009)

基于氮化鎵器件的BoostPFC設計與損耗分析

高裴石,王佳寧*,張 興

(合肥工業大學電氣與自動化工程學院,合肥 230009)

基于硅(Si)器件的PFC Boost已被廣泛研究。由于Si器件特性已經被使用接近極限,基于其的變換器特性也很難再提高。氮化鎵(GaN)器件的逐漸普及為變換器性能提高到一個新的等級提供了可能。系統介紹一款基于GaN器件的Boost PFC的設計,從主電路設計、效率分析到控制原理。最終選用NCP1654作為電路控制器并采用GaN HEMT及SiC二極管實現了一款300 W 200 kHz的PFC,最高理論效率達到98.1%。通過仿真和實驗驗證了系統設計,展現了寬禁帶器件在提升系統效率方面的潛力。

Boost PFC;GaN;損耗分析;效率

Boost PFC已經廣泛應用于有源功率因數校正技術。變換器為實現高功率密度、快速響應等要求,必須工作在高開關頻率。對于硬開關Boost,開關頻率的增加,開關損耗會顯著增大[1-2]。硬開關boost PFC損耗主要有3個部分:(1)輸出二極管損耗,二極管反向恢復電流使Boost開關損耗增加。對此,有研究者提出了使用SiC二極管替代Si二極管的解決方案,有效地降低了反向恢復電流帶來的損耗[3];(2)無源器件損耗,Boost無源器件損耗主要是電感損耗,已經有很多研究者采用各種優化設計降低電感體積,并減小電感損耗[4];(3)開關管損耗,受到Si器件材料屬性的限制,進一步減小損耗很困難。氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN HEMT)相比傳統的Si MOSFET結電容更小以及開關速度更快,成為提高效率的一個選擇[5]。

1 主電路設計

1.1 Boost PFC電路圖

如圖1電網電壓Uac經過整流橋整流的到饅頭波Uin。通過開關管的占空比來控制IL相位和幅值,使功率因數接近1。其中Boost級功率電路起到了功率因數校正和升壓的作用[6]。

圖1 Boost PFC 電路圖

主電路參數設計目標如表1所示。

表1 主電路參數設計目標

1.2 電感設計

Boost PFC電感設計需要考慮兩個部分,一是電感電流有效值與最大瞬時值,二是電感的感值。

電感電流波形如圖2所示。假設效率η為90%,電感平均電流最大有效值、電感平均電流的最大值、電感電流紋波峰峰值分別為:

圖2 電感電流示意圖

電感實際電流的最大瞬時值為電感平均電流最大值加上紋波峰峰值的一半。

根據設計目標,設紋波的峰峰值為電感平均電流最大值的20%,可得電感感值。

1.3 輸出電容設計

輸出電容要考慮兩個部分:一是電容容值滿足輸出紋波的要求;二是電容的等效串聯電阻要足夠低,以降低等效電阻造成的損耗,使輸出電容紋波滿足目標要求,則

式中:ΔUpp,max是輸出電壓紋波的最大峰峰值,ω是輸入電壓的角頻率。

1.4 開關管與二極管設計

開關管源漏極電壓Uds在關斷時被輸出電容鉗位,Uds=390 V,開通時源漏極電流Ids等于電感電流IL。二極管在關斷時被輸出電容鉗位,承受反向電壓UD=-390 V,最大電流有效值

=1.97 A

式中:Iac,peak是輸入電流最大值,T是輸入電壓Uac的周期。

如表2所示,開關管額定電壓600 V,額定電流9 A,二極管額定電壓600 V,額定電流2 A,符合設計要求。

圖3 級聯結構的GaN HEMT

器件參數電感L410μH輸出電容Cout240μF整流橋KBU606(600V6A)開關管THP3002PD(GaN600V)或IPD60R450E6(SiCOOLMOS)二極管TPS3012PK(GaN)或C3D02060A(SiC)控制器NCP1654

如圖3設計中選用的開關管是Transphorm公司的級聯結構GaN HEMT THP3002PS。表3是兩個相同功率等級的GaN HEMT與最高工藝水平Si COOLMOS的主要參數對比。GaN HEMT門極電荷總量與結電容小使其擁有更快的開通速度,同時通態電阻小,導通損耗會更低。綜上設計,主電路參數如表2所示,其中開關管選擇相同功率等級與封裝進行GaN與SiCOOLMOS對比計算。由于二極管反向恢復電流損耗的問題,很多論文已經提出使用沒有反向恢復電流的SiC 二極管代替Si二極管能大大降低開關損耗的方案。GaN二極管也沒反向恢復電流,因此選用相同功率等級的GaN二極管與SiC二極管進行損耗對比計算,主要參數如表4所示。

表3 GaN HEMT與Si MOSFET主要參數

表4 SiC、GaN二極管主要參數對比

2 損耗計算與對比分析

2.1 占空比

BoostPFC在工作時輸入電壓瞬時值Uin(t)變化會引起開關管占空比D(t)變化,根據電感的秒伏平衡可得:

Uin,peak|sin(ωt)|·ton=(Uout-Uin,peak|sin(ωt)|)·toff

則開關管占空比

式中:ton、toff分別是開關管導通與關斷時間。

2.2 整流橋損耗

整流橋損耗主要是導通損耗

式中:Uf是整流橋中二極管正向導通電壓。

2.3 二極管損耗

二極管開通損耗小,由于GaN與SiC二極管沒有反向恢復電流,關斷損耗小,都可以忽略不計。二極管的損耗主要有兩部分:導通損耗Pcon、結電容損耗PC,公式如下[7-8]。

導通損耗

式中:Vf是二極管正向導通電壓。

二極管結電容造成的容性開通損耗

式中:Qc是二極管結電容電荷總量。

2.4 開關管損耗

開關管損耗主要分4部分:開通損耗Pon,關斷損耗Poff,導通損耗Pcon,驅動損耗Pg,公式如下[6-7]。

開通損耗

式中:Coss為開關管輸出電容。

導通損耗

關斷損耗

式中:tr是開關管關斷時電壓Uds上升時間。

驅動損耗

Boost中開關管導通瞬間二極管關斷并產生反向恢復電流,反向恢復電流增加了開關管的開通損耗,增加部分的損耗等于二極管Poff。

2.5 其他損耗

檢測電阻損耗

Psense=

電容等效電阻損耗

Pc=

不同時刻電感電壓UL與開關管導通時間Ton不同導致磁感應強度變化量ΔB在不同的開關周期內都不相同。

式中:Ae為電感磁芯有效截面積。

根據斯坦梅茨公式,電感的磁芯損耗為

選用的磁芯型號為POT3019,材料PC40,K=16.9,α=1.25,β=2.35,Ve=6 147.1 mm3。

電感的繞組損耗

2.6 損耗計算結果對比與分析

選擇4組不同開關器件的組合,根據電路參數與損耗計算公式,計算出各器件功率損耗,計算結果如圖4～圖6所示。這4組組合分別是GaN開關管與Si二極管、GaN開關管與SiC二極管、Si開關管與GaN二極管、Si開關管與SiC二極管。

圖4 二極管損耗分布

圖5 開關管損耗分布

損耗計算公式與結果表明,開關管與二極管的改變,并不會對其他器件的損耗產生影響,因此只需要對開關管與二極管的損耗進行分析就能得到最優效率組合。圖4是輸入電壓為90 V與260 V、輸出功率為300 W時的二極管損耗分布情況。GaN二極管導通電壓低于SiC二極管,使得導通損耗相對較低,但差別不大;GaN二極管結電容電荷量約為SiC二極管的4倍,導致結電容損耗大大增加,損耗差別大。GaN二極管總損耗要大于SiC二極管。圖5是輸入電壓為90 V與260 V、輸出功率為300 W時的開關管損耗分布情況。GaN開關管比Si開關管的開關速度快,開通損耗相同,關斷損耗比Si開關管低,在輸入電壓大時,關斷損耗差對總損耗差的影響最大;GaN導通電阻小使其導通損耗小,并且在輸入電壓低時,導通損耗差別明顯,對總效率的影響會更大,在輸入電壓高時,由于輸入電流低、開關管開通時間短,導通損耗低,導通損耗差別小;GaN門極電荷總量相對Si小很多,則驅動損耗小,驅動損耗總量小,相對于總損耗而言幾乎沒有影響。輸入電壓低時,開關管導通損耗的差別對總損耗差影響最大;輸入電壓高時,關斷損耗的差別對總損耗差影響最大。GaN HEMT的總損耗低于Si CoolMOS總損耗。

圖6 Boost PFC理論計算效率

總效率如圖6所示,輸入電壓為260 V時,GaN開關管與SiC二極管組合效率最高,滿載時能達到98.1%,比效率最低的Si開關管與GaN二極管組合高了1%。輸入電壓為90 V時,GaN開關管與SiC二極管組合效率最高,在滿載時能達到95.7%,比效率最低的Si開關管與GaN二極管組合高了2%。同時,GaN二極管導通損耗低于SiC二極管,以及GaN開關管在導通電阻上低于Si開關管,會讓它們在導通損耗上相對較低。因此,在輸出功率大導致輸入電流較大時,GaN開關管與GaN開關管組合的效率會超過Si開關管與SiC二極管組合。最后,選用GaN開關管與SiC二極管這個效率最高的組合制作了PFC boost原型機并進行實驗。

3 PFC boost控制原理與建模

3.1 控制原理

PFC的控制目標:(1)輸入電流跟隨輸入電壓;(2)輸出電壓穩定。設計中采用了NCP1654的通過控制輸入阻抗來控制輸入電流的控制方法。目前,已經有NCP1654控制器的應用與設計文獻[9],但這些文獻對于控制原理的闡述不全面或者有誤,也沒有建立小信號模型進行控制器設計。

圖7 控制框圖

圖9 PWM發生器時序圖

控制框圖如圖7,電路采用雙環控制,電壓環為外環,控制輸出電壓穩定。電流環為內環,以乘法器輸出的VM加鋸齒波補償后,與VREF比較,產生PWM驅動方波控制電流。PWM發生器結構與時序圖如圖8和圖9所示[10]。

圖8 PWM發生器

由秒伏平衡,輸入電壓與輸出電壓的關系。

(1)

式中:Ts為開關管開關周期,ton為開關管開通時間。由于輸入濾波電容Cfliter吸收了開關管開通與關斷產生的高頻分量,使

Iin=IL-50

(2)

將式(1)、式(2)代入輸入阻中,得式(3)

(3)

t0時刻,時鐘Clock信號置1,直到t1時刻,時鐘Clock信號置0。觸發下降沿信號使鎖存器輸入端S=1,此時由于Vramp小于VREF,R=0,鎖存器輸出Q=1,開關管開通,電感電流IL與Vm升高。t2時刻,Vramp增加到VREF,比較器輸出為1,R=1,鎖存器輸出Q=0,開關管關斷,電感電流IL與Vm降低。可得,

(4)

式中:設電流源Ich為,

(5)

將式(5)代入(4)得,

(6)

將式(6)代入(3)得,

(7)

式中:Vout與VREF是常數,要使Zin為常數,則Vm/IL-50為常數。將Vm設置為,

(8)

式中:Km為比例系數,電壓外環電壓誤差放大器輸出電Vc(s)=Hu(s)Vout(s)

將式(8)代入式(7)得式(9)

(9)

由式(9)知,輸入阻抗Zin為常數,Iin在幅值和相位上跟隨Uin。

3.2 小信號模型

由3.1節的控制策略建立小信號模型,分析控制系統是否穩定,若不穩定需要進行補償設計。假設Boost PFC無損耗,根據功率守恒可得輸出功率與輸出電流,以此建立系統的大信號模型。圖10中RESR為輸出電容串聯等效電阻,Cout為輸出電容,RL為負載電阻。

(10)

(11)

圖10 Boost PFC大信號模型

考慮Vc、Uin(rms)、Vout的小信號分量擾動,可以導出小信號模型。圖11中電流源I1與I2分別由Vc與Uin(rms)小信號分量擾動產生,RL/2由Vout小信號分量擾動產生。

圖11 Boost PFC小信號模型

控制中Uin(rms)的采樣經過了低通濾波器,可不考慮Uin(rms)的小信號分量擾動,小信號模型等效為圖12。

圖12 Boost PFC小信號等效模型

圖12可以導出控制到輸出的傳遞函數。

3.3 補償電路

根據3.3節的控制到輸出的傳遞函數H(s)繪制開環增益幅頻特性曲線如圖13,補償前低頻段增益不夠大,高頻段增益不夠小,且由于RESR與Cout不確定,無法判斷增益曲線在穿越0 dB時是否斜率為-20 dB/dec,為了控制系統的穩定,需要進行補償。

圖13 開環增益幅頻特性曲線示意圖

圖14為電壓環補償電路,其中Rfb1,Rfb2為輸出電壓采樣電阻,Vref為輸出電壓參考值,GEA為跨導誤差放大器增益,輸出到控制的傳遞函數為

圖14 電壓環補償電路

對補償電路零極點位置進行設計,如圖13將H(S)的零點、極點與Hc(S)的零點、極點相消,開環增益幅頻曲線在補償后,低頻段開環增益足夠大,且經過穿越頻率時,斜率為-20 dB/dec,經過補償后的控制系統穩定。

4 仿真與實驗

PSIM仿真驗證了補償設計與主電路設計的正確性,如圖15、圖16,主電路達到功率因數校正與輸出電壓穩定的目的。

圖15 Boost PFC PSIM仿真電路圖

圖16 PSIM仿真波形

圖17 BoostPFC原型機

根據設計參數,制作了一臺Boost PFC原型機,實物圖如圖17。Boost PFC原型機實驗的輸入電流與輸入電壓以及輸出電壓波形如圖18、圖19。圖20是Boost PFC電路運行時的關鍵波形,包括開關管Uds、Ugs、電感電壓電流UL與IL。用功率分析儀檢測了Boost PFC的在300 W輸出功率以及在輸入電壓90 V和260 V的條件下的功率因數,測試結果如圖21。Boost PFC在輕載時功率因數較低,在滿載時功率因數為0.99以上,達到了功率因數校正的效果。

圖18 BoostPFC輸入電壓、電流實驗波形

圖22為Boost PFC實測效率與理論計算效率對比。由于器件溫度、雜散損耗、器件參數誤差、計算公式誤差、測量儀器精度等原因,實測效率比理論計算低,但誤差小于1%,屬于合理范圍。

圖22 Boost PFC理論計算效率與實際測量效率

圖19 BoostPFC輸出電壓Uout實驗波形

圖20 PFC boost關鍵波形

圖21 Boost PFC實測功率因數

5 總結

GaN HEMT低開關損耗、導通損耗,使其相對于Si CoolMOS在高頻Boost PFC中的表現出更高的效率。在輸出功率300 W、輸入電壓為90V時,效率差別最大,GaN HEMT與SiC二極管組合比Si COOLMOS與SiC二極管組合高1%。GaN二極管與SiC二極管都沒有反向恢復電流造成的損耗,但GaN二極管的結電容電荷總量大于SiC二極管,導致結電容造成損耗過大,使其總損耗大于SiC二極管。當流過二極管電流增大,二極管導通損耗會隨之增加,GaN二極管的導通損耗所占比重增加,以至于總損耗會低于SiC二極管。GaN二極管在損耗方面的表現總體上低于SiC二極管。

GaN HEMT在系統中比Si CoolMOS提高了1%的效率,在硬開關Boost PFC中是不小的提高,可以有效降低熱設計的難度。隨著GaN器件制作工藝水平的不斷,其成本會不斷降低、性能不斷提高;以及開關電源高頻化趨勢,GaN器件的優勢會相對傳統Si器件更加明顯。

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LossAnalysisandDesignofGaN-BasedBoostPFC

GAOPeishi,WANGJianing*,ZHANGXin

(School of Electrical Engineering and Automation,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)

Si-based PFC Boost has been widely studied. As the characteristics of Si devices have reached the limit,converter is very difficult to improve. The growing popularity of GaN devices have the capacity for improved converter performance to a new level. A design of Boost PFC GaN-based devices is introduced,from the main circuit design,loss analysis to control principle. Finally,the use of GaN HEMT and SiC diodes and selected NCP1654 as the controller achieves a 300 W 200 kHz PFC,the maximum theoretical efficiency reaches 98.1%. The system design is verified by simulation and experiment,which shows the potential of wide bandgap semiconductor device in improving system efficiency.

Boost PFC;GaN;loss analysis;efficiency

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.06.003

2016-10-31修改日期2017-01-03

TM91;TM46

A

1005-9490(2017)06-1339-09

高裴石(1990-),山東萊州,合肥工業大學電氣與自動化工程學院,在讀碩士,研究方向為寬禁帶半導體的應用,gaopeishi@qq.com;

王佳寧(1985-),安徽安慶,合肥工業大學電氣與自動化工程學院,副教授,研究方向為寬禁帶半導體的應用及寄生參數分析,jianingwang@hfut.edu.cn。