基于Pierce振蕩器架構的BAW傳感器讀出電路

高 楊，尹汐漾，韓 賓，呂軍光

（1.中國工程物理研究院電子工程研究所，四川 綿陽 621999；2.西南科技大學信息工程學院，四川 綿陽 621010；3.中國科學院高能物理研究所 核探測與核電子學國家重點實驗室，北京 100049）

基于Pierce振蕩器架構的BAW傳感器讀出電路

高 楊1，尹汐漾2，韓 賓2，呂軍光3

（1.中國工程物理研究院電子工程研究所，四川 綿陽 621999；2.西南科技大學信息工程學院，四川 綿陽 621010；3.中國科學院高能物理研究所 核探測與核電子學國家重點實驗室，北京 100049）

薄膜體聲波諧振器（FBAR）不僅能作為手機射頻前端的濾波器，還具有充當傳感器表頭的潛力。為實現對體聲波（BAW）傳感器輸出射頻信號的檢測，設計一種基于Pierce振蕩器的BAW傳感器讀出電路。讀出電路采用雙路差分方式，將體聲波諧振器構成兩路振蕩器，一路作為參考電路用于檢測外界環境等因素的干擾，另一路作為傳感電路用于檢測待測物理量。兩路振蕩器信號通過混頻濾波得到由待測物理量引起的諧振頻率偏移。然后通過放大與整形將模擬信號轉換為數字信號，最后送入FPGA進行頻率檢測。以一個2GHz的體聲波質量傳感器為例，給出電路各模塊的設計方法，經各模塊仿真以及信號轉換電路的實驗驗證，電路可檢測的最大諧振頻率偏移量為99MHz。

傳感器；體聲波；薄膜體聲波諧振器；讀出電路；Pierce振蕩器

0 引 言

薄膜體聲波諧振器（film bulk acoustic resonator，FBAR）最早由Lakin報道[1]，目前廣泛用于射頻濾波器中。由于FBAR具有靈敏度高、工作頻率高和功率損耗低等特點，在傳感器領域正引起廣泛的興趣。FBAR可作為微質量傳感器[2]、紫外線傳感器[3]、生化傳感器[4]等。當FBAR受到這些物理量作用時，其諧振頻率會發生偏移，通過讀出電路來檢測諧振頻率的偏移量，從而建立外界物理量和諧振頻率的對應關系。由于FBAR的工作頻率較高通常為0.5～20GHz[5]，導致體聲波（bulk acoustic wave，BAW）傳感器讀出電路較難實現，文獻報道較少。BAW傳感器讀出電路已成為BAW傳感器集成化、實用化的瓶頸之一。目前，已有各種讀出電路的嘗試，較常用的方式為基于Pierce架構的雙路差分的測量方法。該方法也有不同的實現方式，如：先將兩路振蕩器分頻再將頻率作差[6]；或者先通過帶通濾波器將振蕩信號進行濾波得到更穩定的信號，再進行后續信號處理[7]。前一種方式在電路中引入了分頻電路，分頻比越高電路的精度越低；后一種方式通過在振蕩器后級加入帶通濾波器來得到較小的干擾，使得整個讀出電路引入了3個濾波器，電路更復雜，且使得本來輸出功率就不高的振蕩信號經過濾波器后會進一步衰減。

本文針對這兩種方式提出了改進，設計了一種基于Pierce架構的雙路差分的BAW傳感器讀出電路，該電路無需分頻，且只需要一個濾波器，并通過對振蕩器的優化來提高振蕩器的性能，從而提高讀出電路的檢測精度。并對電路中的每個模塊進行設計與仿真，對其中信號轉換電路進行測試，驗證了該部分電路的可行性。

1 原 理

BAW傳感器讀出電路采用雙路差分的架構，首先將FBAR構成兩路振蕩器，FBAR的諧振頻率偏移反映到振蕩器振蕩頻率的變化上，通過檢測振蕩器的頻率變化得到待測物理量。該方法在2005年由Agilent公司提出并形成專利[8]。由于FBAR易受到外界環境的干擾，雙路差分電路結構的優點在于：1）檢測過程不依賴于矢量網絡分析儀（vector network analyzer，VNA），通過混頻能將高頻信號的頻率降低便于后續信號處理；2）抵消了外界環境因素的干擾，提高檢測精度。差頻檢測技術是電子測量中常用的方法，頻率信號的抗干擾性能強、測量精度高、分辨率高、靈敏度高，且雙路差分的電路結構能消除外界干擾，輸出為單一的頻率信號，因此在各種測量系統，尤其是微量測量系統中將各種非頻率信號通過傳感器轉換為頻率信號然后進行測量的方法得到廣泛應用[9]。

圖1是BAW傳感器讀出電路框圖。首先，將FBAR構成兩個BAW振蕩器，兩個振蕩器完全相同，在使用過程中，其中一個振蕩器作為參考振蕩器，其振蕩頻率的變化Δf′僅為外界環境干擾產生的變化，因此兩個振蕩器均會產生一個Δf′的頻率變化，而另一個振蕩器用于測量，待測物理量作用于此振蕩器產生的頻率變化為Δf，將兩個振蕩器的輸出信號進行混頻，取兩個振蕩器輸出信號的頻率差，即得到待測物理量引起的諧振頻率偏移Δf。由于混頻后可以大大降低信號頻率，且FPGA能處理幾十兆赫茲的中頻信號，因此電路中無需再通過分頻來降低信號頻率。且為了使振蕩器輸出穩定的信號，通過優化振蕩器來得到較高的頻率穩定度，從而避免了在電路中引入過多的濾波器。

圖1 讀出電路系統框圖

2 電路模塊設計

2.1 BAW振蕩器

BAW振蕩器實現檢測BAW傳感器頻率偏移的原理為：BAW振蕩器的振蕩頻率位于FBAR的串、并聯諧振頻率之間。當外界物理量（壓強、質量、溫度等）作用于FBAR時，其諧振頻率會隨著外界物理量的變化而變化，從而使得振蕩器的頻率發生相應改變，通過檢測振蕩器振蕩頻率的變化，即為FBAR的諧振頻率偏移量，從而建立外界物理量與頻率的關系，最終得到外界施加的物理量。

BAW振蕩器采用Pierce架構，由于Pierce振蕩器的電路結構簡單，頻率穩定度較高，BAW振蕩器通常采用這種架構。圖2是一個基于Pierce架構的BAW振蕩器設計案例，圖3是該案例的輸出信號頻譜。BAW傳感器表頭（即FBAR）的電路模型為MBVD模型，其參數來自于文獻[10]。根據FBAR在串、并聯諧振頻率間呈感性的特點，將其與2個電容Cce、Cbe構成了Pierce振蕩器的基本電抗元件，滿足回路總電抗為零的振蕩條件。三極管構成放大器，偏置電路設置的靜態工作點使其工作于放大區，Cce、Cbe與FBAR構成選頻回路，由于Pierce振蕩器屬于三點式振蕩器，因此自然滿足電路是正反饋的振蕩條件。仿真采用的FBAR的串、并聯諧振頻率分別為2.049 GHz，2.090 GHz，通過振蕩器的瞬態仿真得到了位于串、并聯諧振頻率之間的振蕩信號。

圖2 BAW振蕩器設計案例

圖3 BAW振蕩器案例的輸出信號頻譜

2.2 信號轉換電路

信號轉換電路的功能是將參考BAW振蕩器和傳感BAW振蕩器輸出的兩路信號進行混頻以得到由待測物理量引起的頻率偏移信號，并將該信號轉換為FPGA可處理的數字信號。混頻后包含了眾多的頻率分量，因此需要對混頻輸出的信號進行濾波以得到所需的差頻信號。差頻信號的頻率即為由待測物理量引起的BAW傳感器諧振頻率的偏移量。得到差頻信號有一定衰減，再對信號進行了放大，考慮到后續頻率檢測電路的需要，將放大后的正弦信號進行整形，得到方波。

根據本課題中振蕩器輸出頻率的范圍，采取二極管平衡混頻器。整個電路包括：3dB定向耦合器、阻抗匹配電路、混頻二極管和低通濾波器。3dB定向耦合器將輸入的射頻信號和本振信號進行功率的合成與分配，并通過耦合器的直通端與耦合端，將信號送給混頻二極管。為了使信號功率最大化傳輸給二極管，因此在耦合器后面增加了阻抗匹配電路，使信號和本振功率有效地加到二極管[9]。由于混頻器二極管非線性作用的結果，產生出大量的組合頻率分量，這些頻率分量中除了正常輸出的中頻信號頻率外，往往還包括位于中頻帶寬附近的組合頻率分量，因此在混頻輸出后，需要對信號進行濾波，才能得到符合條件的中頻信號。假設BAW傳感器在待測物理量作用下的諧振頻率的偏移為40MHz，參考振蕩器的頻率為2.08GHz，所以在仿真中混頻器的兩個輸入端分別輸入2.08，2.04GHz的正弦信號，功率設為-10dBm。圖4中混頻輸出頻譜包含了眾多頻率分量以及各次諧波，通過濾波后可以看出只有差頻信號的功率較高，而其他高次諧波信號通過濾波器得到了極大的衰減，且最終得到了40MHz的差頻信號，其功率為-38.5dBm。

通過混頻、濾波后信號的幅度有一定衰減，濾波后差頻信號的功率為-38.5dBm，因此需要對其進行放大。放大電路需要考慮工作速率、輸入阻抗和放大倍數。工作速率應大于100MHz，輸入阻抗應為50Ω，可變放大倍數能使得檢測電路有較好的適應性。由于三極管放大器的輸入阻抗很難做到50Ω，且放大倍數不可調，因此采用集成運放來構成放大器。本文選擇的集成運放芯片為AD8014ART。工作速率為400MHz，完全滿足電路要求，由于同相放大電路的電壓增益有一個加性因子，且反相接法阻抗匹配簡單，因此采用了反相接法。放大與整形電路的原理如圖6所示，圖中，輸入阻抗R5設為50Ω，采用5V單電源供電，AD8014的單位增益帶寬積為400MHz，因此對于一個40MHz的輸入信號，最大放大倍數為10，為了盡可能地放大信號，反饋電阻R6取值為500Ω。整形電路采用過零比較器實現，當輸入的正弦信號大于零時，輸出高電平；當輸入的正弦信號小于零時，輸出低電平。

圖4 混頻器的場-路聯合仿真模型

圖5 混頻濾波輸出信號頻譜

完成了信號轉換電路的設計后，對電路進行了制版和測試。如圖7所示為信號轉換電路實物，模塊之間采用排針連接，以便對每個模塊進行獨立測試。

首先對混頻器進行了測試，測試儀器為Agilent 8648C 信號發生器（頻率適用范圍：9kHz～3.2GHz）、Agilent E4403B 頻譜儀（頻率適用范圍：9kHz～3GHz）和Agilent E5062A矢量網絡分析儀。為了驗證混頻器的可行性，信號發生器產生一個2.04GHz的正弦信號，功率-10dBm。矢量網絡分析儀產生一個2.08GHz的正弦信號，功率-10dBm。將這兩個正弦信號分別輸出到電路的兩個SMA接頭，在低通濾波器的輸出端采用頻譜儀測量輸出信號的頻率和功率。從測試結果可以看出，輸出信號的頻率為40 MHz，信號功率為-43.33dBm，且通過濾波器的濾波使得信號的高次諧波產生了極大的衰減。由圖5可知仿真所得混頻濾波后信號的功率為-38.5dBm，與測試結果略有偏差，這個偏差來源于測試儀器的誤差以及連接所用的同軸線會導致信號產生一定的衰減。總體上混頻器實現了其功能。

圖6 放大與整形電路原理圖

圖7 混頻器樣機的測試結果

采用5 V直流電源給放大和整形電路供電，由于放大器輸入信號頻率過高（大于5 MHz），示波器測得的輸出信號波形的Vpp不準確，且示波器的輸入信號幅值過低也會使得Vpp不準確。因此在測試時，輸入信號的頻率設置應小于5 MHz，即可驗證放大器的功能。由于實驗所用示波器可測脈沖信號最高頻率1MHz，因此，設置整形電路的輸入信號為1MHz。放大器輸入端輸入一個頻率為1MHz，Vpp=8mV的正弦信號，在輸出端測得一個頻率為995kHz，高電平4.99V，低電平38.2mV的方波脈沖信號。

2.3 頻率讀出電路

針對信號轉換電路輸出的方波信號，采用FPGA來對該信號進行檢測從而得到其頻率。頻率檢測有多種方法，本文采用精度較高的全同步測頻法，該方法真正實現了被測信號、標準時鐘和閘門信號的同步，消除了由于對標準時鐘或被測信號計數產生的量化誤差。全同步測頻法的工作原理為：當脈沖同步檢測電路檢測到被測信號上升沿和標準時鐘上升沿同步時，脈沖同步檢測電路發出使能信號（即閘門信號開啟），使兩個計數器開始同時分別對被測信號和標準時鐘計數。只有當脈沖同步檢測電路檢測到被測信號上升沿和標準時鐘上升沿再次相同時，脈沖同步檢測電路才會發出同步信號（此時閘門信號關閉），使計數器停止計數。

根據全同步測頻法的原理建立的基于FPGA的頻率檢測電路框圖如圖8所示。電路由以下8部分組成：脈沖同步檢測電路、計數器、控制器、鎖存器、乘法器、除法器、二進制-BCD碼轉換器、譯碼顯示電路。工作原理為：被測信號和標準時鐘分別輸入給脈沖同步檢測電路和兩個計數器，當脈沖同步檢測電路檢測到兩個信號同步時，控制器控制兩個計數器分別計數，當兩個信號再一次同步時，控制器控制兩個計數器停止計數，并將計數值鎖存在兩個鎖存器中，乘法器從鎖存器1中取得被測信號頻率的計數值并與標準時鐘頻率值進行乘法運算，除法器從鎖存器2中取得標準信號頻率的計數值，該值作為除數，乘法器運算結果作為被除數，進行除法運算。運算結果就是被測信號的頻率值，最后將該二進制值轉化為BCD碼，送給數碼管顯示。

圖8 頻率讀出電路的原理框圖

通過頂層模塊的仿真得到方波信號的頻率，仿真中標準時鐘設置為50MHz，以一個2GHz的BAW質量傳感器為例，由質量負載效應引起的諧振頻率的最大偏移為40MHz，為保證FPGA頻率讀出電路的準確度，最終顯示的頻率值精確到赫茲，因此對于40MHz的頻率，需要8位數碼管顯示。因此，理論上電路能顯示的最大偏移量為99MHz。考察待測信號為40MHz時的仿真，結果顯示值為40000000Hz，證明了電路能夠實現其功能。

3 電路優化

BAW振蕩器是讀出電路的重要組成部分，由于讀出電路檢測的是信號的頻率，因此振蕩器的頻率穩定度影響傳感器的檢測精度。此外，振蕩器的功耗也是影響振蕩器綜合性能的指標，因此，下面需要對BAW振蕩器進行優化。

通常振蕩器的頻率穩定度采用相位噪聲來表征，相位噪聲越小，頻率穩定度越高。Leeson給出了計算相位噪聲的公式[11]：

式中：F——振蕩器中振蕩晶體管的噪聲系數；

K——波爾茲曼常數；

T——溫度；

A——振蕩器輸出功率；

QL——振蕩器的有載品質因數；

f0——振蕩器輸出信號的頻率；

fm——輸出信號的頻率偏移量。

根據式（1），采用增大輸出功率和有載品質因數來提高頻率穩定度。FBAR作為BAW振蕩器的關鍵元件，其品質因數Q的大小直接反應了器件性能的優劣，并最終影響FBAR振蕩器的頻率穩定度。因此，本文通過增大FBAR的Q值、振蕩器的輸出功率和有載品質因數來優化BAW振蕩器。

3.1 提高振蕩器的輸出功率

提高振蕩器的輸出功率可以通過增大電源電壓來實現，但是增大電源電壓使得輸出信號的峰-峰值增大，晶體管的非線性作用更嚴重，使得幅度噪聲向相位噪聲轉化，且增大電源電壓會使得振蕩器的功耗增大，加快元件的老化速度，減小振蕩器的使用壽命[12]。因此，需要在增大電源電壓同時，需要兼顧振蕩器的功耗。這里采用振蕩器的優值FOM來評價振蕩器的綜合性能[13]：

式中：f0——振蕩頻率；

fm——偏離載波的頻率；

L（fm）——偏離載波fm頻率處的相位噪聲；

Pdc——振蕩器的功耗。

從圖9的仿真結果可以看出，相位噪聲隨電源電壓的增加而減小，功耗隨電壓的增加而增大，FOM隨電壓的增加先增大后略有減小。由于FOM是評價振蕩器的綜合性能指標，因此，FOM越大越好。在FOM相同的情況下，選擇相位噪聲較小的點。因此，選擇Vsup為5.6V這個點，當Vsup=5.6V，對應的功耗Pdc=114.8mW，對應的相位噪聲PN=115.1dBc/Hz。

3.2 提高品質因數

圖9 相位噪聲、功耗和FOM隨電源電壓的變化曲線

由于FBAR的Q值和振蕩器的有載品質因數是相聯系的，二者之一過低均會使得振蕩器的頻率穩定度不滿足要求。因此，需要分別提高FBAR的Q值和振蕩器的QL。文獻[17]推導了Pierce振蕩器QL的公式，并指出QL只與Cce有關而與Cbe無關，通過增大Cce可以增大QL，從而優化振蕩器的相位噪聲。通過增大FBAR的Q值和Cce將相位噪聲優化到了150dBc/Hz@1MHz左右。如圖10所示，相位噪聲在偏離載波1MHz處從-109dBc/Hz優化到了-153dBc/Hz，滿足要求。可以看出，在有載品質因數較低時，通過增大FBAR的Q值來優化的效果不大，隨著有載品質因數增大，增大FBAR的Q值來優化的效果越來越好。

圖10 不同Q值FBAR對應的相位噪聲隨Cce的變化曲線

3.3 功耗優化

由于通過增大電源電壓來優化相位噪聲，犧牲了振蕩器的功耗，因此需要對功耗進行優化。文獻[13]提到，有兩種方法降低FBAR振蕩器的功耗：提高FBAR的阻抗以減小偏置電流和減小電源電壓。根據FBAR諧振區面積與阻抗的關系，可通過減小FBAR諧振區面積來增加阻抗。當FBAR的面積從100×100μm2減小到 80×80μm2時，相位噪聲優化到了-154 dBc/Hz@1 MHz，在此基礎上將電壓從5.6 V降低到5V時，PN并未發生明顯的退化，如圖11所示（-153 dBc/Hz@1 MHz）；但計算所得功耗為85 mW，比改善前的功耗114.8 mW降低了約30 mW。最終優化得到的相位噪聲分別為：-112 dBc/Hz@10 kHz、-132 dBc/Hz@100 kHz和-153.4 dBc/Hz@1 MHz，如圖12所示。通過與文獻[14-16]對比，該相位噪聲水平已滿足對頻率穩定度較高的無線通信的參考頻率的要求，因此能夠滿足BAW傳感器的應用要求。

圖11 相位噪聲優化前、后的對比

4 結束語

為了檢測BAW傳感器的諧振頻率偏移，本文設計了一個基于Pierce振蕩器的BAW傳感器讀出電路。該電路無需分頻，無需過多的濾波器，從而保證了電路的檢測精度不會降低。以一個2GHz的BAW質量傳感器為設計案例對電路的各個模塊進行了設計與仿真，并對信號轉換電路進行了測試，測試結果驗證了電路的可行性。FPGA頻率讀出電路采用全同步的測頻方法，提高了電路的檢測精度。最后，對電路的最重要的組成部分——BAW振蕩器進行了優化，提高了振蕩器的綜合性能，從而提高了整個讀出電路的檢測精度。

圖12 降低功耗前、后的相位噪聲對比

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（編輯：徐柳）

BAW sensor readout circuit based on Pierce oscillator architecture

GAO Yang1， YIN Xiyang2， HAN Bin2， Lü Junguang3
（1.Institute of Electronic Engineering，China Academy of Engineering Physics，Mianyang 621999，China；2.School of Information Engineering，Southwest University of Science and Technology，Mianyang 621010，China；3.State Key Laboratory of Particle Detection and Electronics，Institute of High Energy Physics，CAS，Beijing 100049，China）

Film bulk acoustic resonator（FBAR） can not only be used as a filter for the RF front end of a mobile phone，but also has the potential as a sensor head.In order to realize the detection of the RF signal output from the BAW sensor，a BAW sensor readout circuit based on Pierce oscillator is designed.This paper uses the differential measurement method，which using two BAWRs to constitute two oscillators，one as a reference circuit to detect interfere factors and the other as a measurement circuit to detect physical quantity to be measured.The resonant frequency offset caused by the physical quantity to be measured is obtained by mixing and filtering the two oscillator signals.Then，the analog signal is converted to digital signal by amplifying and shaping.Finally the signal output from shaping circuit is sent to FPGA for fre-quency detection.Taking 2 GHz bulk acoustic wave sensor as an example，with the design method of each circuit module given in this paper.Through the simulation of each circuit module and the experimental verification of the signal conversion circuit，the maximum detectable resonant frequency offset is 99MHz of the circuit.

sensor； bulk acoustic wave； FBAR； readout circuit； Pierce oscillator

A

1674-5124（2017）09-0081-07

10.11857/j.issn.1674-5124.2017.09.015

2017-04-20；

2017-05-27

國家自然科學基金（61574131）；中國工程物理研究院超精密加工技術重點實驗室基金（2014ZA001）；核探測與核電子學國家重點實驗室開放課題基金（2016KF02）；西南科技大學研究生創新基金（16YCX103）

高 楊（1972-），男，四川綿陽市人，研究員，博士，從事微電子機械系統研究。