壓電傳感器信號調理及輸出芯片設計

王 遠， 周怡妃， 王小龍， 吳付崗

(中國工程物理研究院 總體工程研究所，四川 綿陽 621900)

壓電傳感器信號調理及輸出芯片設計

王 遠， 周怡妃， 王小龍， 吳付崗

(中國工程物理研究院總體工程研究所，四川綿陽621900)

為了提高壓電傳感器測量系統的集成度，采用1 μm高壓雙極—互補金屬氧化物半導體—雙重擴散金屬氧化物半導體(BCD)工藝，設計了一種適用于壓電傳感器的信號調理及輸出芯片。集成了電壓放大型阻抗變換電路、可調增益放大電路、二線制電流輸出電路。仿真結果表明：芯片具有輸入阻抗高，單位增益帶寬大，總增益可調范圍廣等特點，在12～24 V寬供電范圍下可正常工作，耗電僅為3.1 mA。

壓電傳感器； 集成電路設計； 高壓雙極—互補金屬氧化物半導體—雙重擴散金屬氧化物半導體工藝； 可調增益放大電路； 電流型輸出

0 引 言

傳統的集成電路壓電(integrated circuit piezoelectric,ICP)傳感器[1]，采用體積較大的分立式電子元器件實現電荷放大電路，限制了傳感器集成度的進一步提高。其次，ICP傳感器廣泛采用二線制電壓輸出，后端電路采用恒流源供電，實際應用中，恒流電源選定需要根據電纜長度確定[2]，加大了傳感系統應用的復雜性；而且恒流電源的穩定性對ICP傳感器的靈敏度有較大的影響[3]。再次，電壓型輸出抗噪性能較差，易受到來自電磁場噪聲及機械振動摩擦引入的電纜噪聲的干擾。

為了進一步提高壓電傳感器測量系統的集成度，提升測量系統在工業環境下的供電適應性和輸出抗噪能力，本文設計了一種集成的壓電傳感器信號調理及輸出芯片。該芯片采用1 μm雙極—互補金屬氧化物半導體—雙重擴散金屬氧化物半導體(bipolar-CMOS-DMOS,BCD)工藝庫的集成電路設計技術，片內集成了電壓放大型阻抗變換電路，具有可調增益放大電路以及二線制電流輸出電路。芯片具有高輸入阻抗、可調電壓增益以及寬供電范圍等優點，與壓電晶體結合，形成更適用于工業應用環境的新型ICP傳感器。

1 芯片總體設計

壓電加速度傳感器專用信號調理及輸出芯片，其結構如圖1所示，包括電壓放大電路、可調增益放大電路(programmable gain amplifier,PGA)及電流輸出級電路。電路整體采用集成電路設計，提高了系統的集成度，降低了測量電路的總功耗。

圖1 信號調理及輸出芯片結構

電壓放大電路用于將壓電敏感元件(壓電晶體)的高輸出阻抗變為較低阻抗；可調增益放大電路用于將信號進一步放大，并歸一化到電流輸出電路所需的電壓范圍；PGA的低頻截止點及增益，可由外部輸入調節，以適應不同的壓電敏感體;電流輸出電路滿足二線制傳輸的需求，用于完成寬輸入范圍電壓的轉換，向前端電路提供供電電壓，以及將

歸一化后的電壓信號轉變為工業應用領域常見的4～20 mA電流輸出信號[4]。

2 芯片電路設計

2.1 電壓放大電路

電壓放大型阻抗變換電路原理如圖2所示。其原理是金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)—雙極結晶體管(BJT)兩管直接耦合放大器(M1及Q1構成)，后接一個射極跟隨器Q2，以增強電路的驅動能力。與常見設計不同，該電路中輸入級的MOS管沒有工作在源極跟隨狀態，而是作為自偏壓共源極放大器，在實現阻抗變化的同時，為輸入信號提供電壓增益。

圖2 電壓放大電路

圖中M1為N溝道耗盡型MOSFET，工作于小漏極電流狀態。電路中柵極偏置電阻器Rg為工作在小漏極電流狀態下的MOS管M1以及整個電路提供合適的工作點。以MOS管作為輸入級的電壓放大電路，使電路的等效輸入電阻Ri在小信號分析情況下等于Rg，所以，對于該電路低頻截止點fLP，有

fLP=1/(2πRiC)=1/(2πRgC)

(1)

式中C為等效電路的并聯電容器，一般由壓電晶體的輸出電容決定。可知，要獲得相對較小的fLP，Rg應盡量大，一般在107～109Ω范圍。

通過對電路工作狀態的分析可以發現，流過Rg的電流很小，Rg上壓降穩定在0 V左右。因此，本文采用一個近0正偏的PN結二極管替代Rg，由PN結二極管電流方程[5]

I=I0[exp(qV/ηkT)-1]

(2)

式中I0為PN結二極管反相飽和電流；q為單位電荷量；V為二極管上加載的電壓；η為理想系數，與二極管類型及工作電流范圍有關；k為波爾茲曼常數；T為熱力學溫度。可知，近0正偏的PN結二極管等效電阻值

(3)

對于I0=1×10-18A的PN結二極管，仿真結果顯示,電壓放大電路直流狀態與采用Rg=108Ω的偏壓電阻值相同。

2.2 可調增益放大電路

壓電傳感器測量電路設計中往往具有歸一化放大級(或適調放大級)，除完成電壓信號的放大，還可根據不同壓電晶體的特性，實現輸出信號的歸一化[6]。本文設計具有可調增益的放大電路，用于實現信號的歸一化放大[6]。采用基于電容反饋的交流耦合結構，其電路結構如圖3所示。

圖3 交流耦合可調增益放大電路

該放大電路的增益由電容反饋網絡決定，即：AV=C1/Cf，而反饋電容Cf則由電容(C2～C5)的并聯組合得到，設C2∶C3∶C4∶C5=1∶2∶4∶8，則通過開關S1～S4的選擇性閉合，共可實現15種不同電壓增益。

反饋環路中，引入工作在亞閾值區域的MOSFET作為可調節偽電阻器[7]，用于調節電容網絡的高通極點。亞閾值工作狀態下，MOSFET偽電阻阻值Req計算公式為

(4)

式中Ids,Vds,Vgs,Vth和Voff分別為MOS管的漏源電流、漏源電壓、柵源電壓、閾值電壓及關斷電壓；I0為Vgs=2Vth時的Ids；Vt=kT/q，見式(2)中符號定義；n為亞閾值工作下非理想因子。圖3中晶體管M2和M3組成偽電阻器Req，由電壓Vres控制。通過Vres調節偽電阻器Req，可以設置主放大器的高通極點fHP，則有

(5)

當Vres從0.6～1.6 V變化(調節通過外部分壓實現)，仿真顯示Req變化范圍為109～1 013Ω，計算可知，fHP變化范圍在0.1～300 Hz之間。

運算放大器OPA1采用帶米勒電容補償的兩級放大結構[8,9]，如圖4所示。兩級運放結構的特點是將增益和擺幅分開處理，第一級提供高增益，第二級提供大的擺幅，所以，在取得較高增益的情況下，可以保持較大的擺幅。另外，兩級運放具有較低的噪聲和相對適中的功耗。但是兩級結構具有更多的極點，導致其擺率(速度)較低，考慮到本文所述應用場景速度低于100 kHz，兩級運放結構完全滿足要求。

圖4 帶米勒電容補償的兩級放大器

2.3 電流輸出級電路

壓電傳感器信號調理及輸出芯片，采用二線制4～20 mA電流傳輸協議。在壓電傳感測量系統中，傳感器敏感體及測量電路(包括電流輸出級)相當于一個負載，測量電路的總耗電電流在4～20 mA之間根據傳感器的輸出而變化。則后端三次儀表(顯示或控制)只需要串接在電路中即可。二線制傳感器測量電路利用了4～20 mA信號為自身提供電能，因此，要求壓電傳感器自身耗電(包括測量電路中信號調理、輸出級在內的全部電路)不大于3.5 mA。電路如圖5所示。圖中運放OPA2，三極管Q3，電阻器R5，R6，RS構成了負反饋V/I變換器。其工作過程為：若A點電壓因為輸入電壓Vin上升而高于片上地(GND)，則OPA2輸出升高，Re兩端電壓升高，通過Re的電流變大。使得通過采樣電阻器RS的電流也變大，電路整體耗電增大。此時B點電壓變低，通過R2將A點電壓下拉，實現負反饋；反之，若A點電壓因為輸入電壓Vin下降而低于GND，也會被負反饋抬高。

圖5 二線制電流輸出電路

分析輸入Vin對總耗電的控制原理：假設信號調理電路輸出電壓為Vin，則流過R5的電流I1=Vin/R5。由于運放輸入端不吸收電流，則I1全部流過R6，那么B點電壓VB=-I1×R6=-Vin×R6/R5。若取R5=R6時，有VB=-Vin。相當于外接電壓源低電平(B點電平)和整個測量電路之間只有RS、R6兩個電阻器，因此，所有的電流都流過RS和R6。電路總電流：IS=Vin/(RS//R6) 如果取R6?RS，IS=Vin/RS。通過調整RS的值，使得Vin變化時，總耗電電流為4～20 mA。

為實現芯片的寬輸入電壓適應能力，在電流輸出型電路中集成了三端串聯穩壓電路[10]，向信號調理電路提供電源VCC。其中限流二極管基于N溝道耗盡型結型場效應管MJ和反饋電阻器RB(如圖5所示)，可將電流IB限制在100 μA以內。其次，采用高壓NMOS晶體管MH替代傳統三端穩壓電路中的輸出BJT管，構成源極跟隨器。一方面使得電路具有更高的工作電壓范圍；另一方面，由于MOS管不需要柵偏置電流，則能進一步降低穩壓電路的靜態電流。

OPA2采用輸出級帶有米勒補償的折疊式共源共柵結構放大器[11]，其電路如圖6所示。采用折疊式共源共柵結構，可以保證放大器在較高增益下，仍然具有較大的輸出擺幅和擺率(速度)。由于該結構的兩級運放會產生雙低頻極點，所以在輸出級引入米勒電容Cm實現頻率補償。同時，由于米勒補償電容導致了右半平面的零點，采用米勒補償電阻將該零點調整到左半平面，并與輸出極點抵消，從而提高了放大器的開環相位裕度。

圖6 折疊式共源共柵結構放大器

3 仿真結果

信號調理及輸出芯片的設計及仿真，采用了1 μm高壓BCD工藝設計庫。工藝中常壓BJT和CMOS供電電壓為5 V，高壓DMOS的供電電壓及漏端擊穿電壓分別可達40，700 V；另外，該工藝提供高壓結型場效應管(JFET)及齊納二極管等非常見器件，滿足各電路的設計要求。采用Cadence仿真軟件Spectre對電壓放大電路，以及增益可調放大電路進行仿真分析，并評估了系統在12～24 V供電下的整體功耗。

電壓放大電路中，構成自偏壓共源極放大器的N溝道MOS管M1，其溝道寬長比(W/L)極大地影響了電路的增益。圖7所示為M1的寬長比對電路增益的影響。考慮到寬長比增大將導致電路帶寬及動態范圍的下降，采用W/L=80,取得26 dB左右的增益。

圖7 寬長比(W/L)對電壓放大電路增益的影響

圖8為可調增益放大電路的幅頻響應曲線，仿真中引入了電阻熱噪聲干擾源。設計的可調增益放大電路共有15級可調增益，圖8(a)中僅給出了36，30，24，12 dB增益的仿真結果。仿真結果顯示，設計的增益可調放大電路，在較寬的增益改變范圍內，具有良好的幅頻響應特性，單位增益帶寬積到3.5 MHz。圖8(b)為中頻增益設置為24 dB時，通過調整Vres調整低頻截止點。當Vres=1.1 V時，低頻截止點小于1 Hz；Vres=0.64 V時，低頻截止點達到310 Hz。

圖8 可調增益放大電路的幅頻響應曲線

4 結 論

為了提高壓電傳感器測量系統的集成度，設計了信號調理電路及輸出芯片。采用近零正偏二極管取代偏置電阻的方式，在片上等效實現了大偏置電阻(108Ω)的電壓放大電路；基于電容反饋的交流耦合結構，實現了具有可調增益放大電路；采用亞閾值區域的MOS管作為可調節偽電阻，實現了電路的低頻截止點可調；將N溝道結型場效應管及齊納二極管結合，設計了具有限流功能的三端穩壓電路，進而實現了具有大工作電壓范圍的4～20 mA二線制電流型輸出電路。基于1 μm高壓BCD工藝設計及仿真，仿真結果表明：該芯片信號調理電路輸入電阻不低于108Ω，電路總增益在38～62 dB可調，可調增益放大電路的單位增益帶寬積到3.5 MHz。芯片采用4～20 mA二線制電流輸出，在16～24 V的寬供電范圍內，芯片總耗電僅為3.1 mA。

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Signalconditioningofpiezoelectricsensoranddesignofoutputchip

WANG Yuan, ZHOU Yi-fei, WANG Xiao-long, WU Fu-gang

(InstituteofSystemsEngineering,ChinaAcademyofEngineeringPhysics,Mianyang621900,China)

In order to improve integration of measurement system based on piezoelectric sensor,a signal conditioning and output chip for piezoelectric sensor is designed by employing 1 μm high-voltage bipolar-CMOS-DMOS(BCD) process.The proposed chip consists of impedance conversion circuit based on voltage amplifier,programmable gain amplifying circuit,and two-wire current output circuit.Simulation results show that the designed chip has advantages of high input impedance,large unity-gain bandwidth,and wide programmable total-gain range.Under wide supply voltage range (12～24 V),the current consumption of the chip is only 3.1 mA.

piezoelectric sensor; integrated circuit design; high-voltage bipolar-CMOS-DMOS(BCD) technology; programmable gain amplifier; current output

10.13873/J.1000—9787(2017)11—0099—04

TP 212

A

1000—9787(2017)11—0099—04

2016—09—27

王 遠(1988- )，男，博士，工程師，主要從事傳感器及相關電路系統的研究工作。