IFF模式5高精度測頻方法研究

詹銀芳，王姜鉑

(中國電子科技集團公司第三十六研究所，浙江 嘉興 314033)

IFF模式5高精度測頻方法研究

詹銀芳，王姜鉑

(中國電子科技集團公司第三十六研究所，浙江 嘉興 314033)

基于敵我識別(IFF)模式5詢問信號，在采樣點數較少、不能增加點數情況下研究了提高測頻精度的方法，無噪聲與加入高斯白噪聲的情況下，采用快速傅里葉變換(FFT)測頻粗估計信號載波頻率，利用譜峰位置插值校正的方式減小頻率估計誤差，提高測頻精度。仿真結果表明該方法簡單，能夠有效提高測頻精度。

敵我識別；測頻；快速傅里葉變換；精度

0 引 言

敵我識別(IFF)是對目標敵我屬性進行識別，可以提高作戰的準確性、靈活性與有效性。目前，各國都在研制MARK XIIA，它是新一代敵我識別系統，其核心是模式5。它具有改進的詢問、應答識別方式，采用了擴頻技術，提高了系統的抗干擾能力。Mode 5信號頻率測量是敵我識別的重要環節，有時需要在短時間內對信號的頻率進行精確估計。但在頻譜監測過程中，截獲信號的頻率是未知的，所以需要通過信號的頻譜獲取載頻信息。用于載頻估計的方法有很多，如采集更多的數據和補零，這2個方法都增加計算量，快速傅里葉變換 (FFT)譜連續細化傅里葉變換分析法在頻率成分泄漏影響大的情況下會估算不準確。考慮工程實現性強與頻率估計的準確性，本文采用對Mode 5信號平方譜做FFT粗估計信號的頻率，再根據譜峰位置插值法校正信號頻譜，得到頻率的精確估計值。通過仿真表明，實現信號測頻精度的提高是完全可行的，可在工程中廣泛應用。

1 IFF模式5信號分析

1.1 Mode 5信號

IFF模式5有4級工作模式，其中Level 1、Level 2詢問信號的格式如圖1所示，Level 3和Level 4的技術規范還投有完全定義。其中，P1～P4為4個同步脈沖，變化量由加密機S1～S3分別產生；L1～L2為2個旁瓣抑制脈沖；D1～D11為11個數據脈沖，經過(11,9,1)RS編碼得到44 bit數據信息。模式5詢問脈沖信號采用最小頻移鍵控(MSK)調制[1]，碼速率是16 Mb/s。

圖1 IFF Mode 5詢問信號格式

模式5 Level1 和 Level2 詢問信號脈沖持續時間為1 μs。同步脈沖P1～P4用于詢問模式識別，P1～P4的間隔可變，變化量由加密機產生，分別是S1、S2和S3，旁瓣抑制脈沖L1、L2用于抑制詢問旁瓣。數據脈沖D1～D11，每個數據脈沖含有4 bit 信息，11 個數據脈沖共44 bit 信息，它由加密機產生36 bit 加密詢問信息，經過(11,9)RS 編碼后得到。詢問脈沖經過擴頻和MSK 調制后發射出去，詢問信號頻率1 030 MHz。

1.2 Mode 5信號載波頻率

Mode 5詢問信號調制后的MSK頻譜可以直觀地反映信號功率在頻率上的分布情況，頻譜會產生很大的直流分量，需要做去直流處理。MSK信號倍頻后調制指數變為 1，在平方譜中會出現2根明顯的離散譜線，即為二倍傳號頻率2fH和二倍空號頻率2fL。根據MSK信號特征，很容易得到載波頻率fc和碼速率fp，與2根離散譜線直接關系為：

(1)

(2)

在一定信噪比條件下，當2個頻率成份非常接近時，由于彼此的泄漏對對方的影響很大，會使得次大值趨近于噪聲電平，故不能用上面的式子求載波頻率fc，這時可以使用下面式子進行計算:

(3)

式中：fmax為平方譜中譜線最大值的頻率。

2 測頻方法分析

Mode 5 MSK信號經過采樣，對信號平方譜做快速傅里葉變換 (FFT)，粗估計信號的頻率，再根據譜峰位置插值法校正信號頻譜，得到頻率的精確估計值。

2.1 快速傅里葉變換測頻分析

Mode 5 MSK的信號表達式為[2]：

(4)

式中：fc為載波頻率；Tb為碼元周期；φk為第k個碼元的相位常數。

信號加噪聲后混合波形為：

x(t)=s(t)+z(t)

(5)

假設信號采樣率為fs，碼元速率為ps，采樣點數為N，經過數字化采樣并對信號平方譜進行FFT處理后，信號的頻率分辨率為：

Δf=fs/N

(6)

根據譜線的最大值估計信號頻率，若信號頻率正好在譜線上，則頻率測量結果是精確的。但大多數情況，信號頻率在2根譜線之間，由最大值譜線位置反映的頻率存在誤差，最大測頻誤差為Δf/2[3]。

對MSK信號使用FFT算法的處理后，N點信號的離散譜如圖2所示。根據譜線的最大值估計信號頻率，若信號頻率正好在譜線上，則頻率測量結果是精確的。但發現大多數情況下，信號頻率在2根譜線之間，很少位于FFT頻率譜線上。從圖中可以看出信號譜的峰值位于x=7和x=8 FFT頻率譜線之間，發現頻譜幅度最大的點更靠近x=7的頻率譜線，故信號位于x=7和x=7.5頻率單元中心。此時，由最大值譜線位置反映出頻率存在誤差，最大測頻誤差為Δf/2。

圖2 N點信號的離散譜

從式(6)看出，可以通過增加點數或者降低采樣率來提高測頻精度，假設采集4N個時域信號采樣點并進行4N個點的FFT，得到頻率單元間距為fs/4N的頻譜，或者對原N點時間采樣點補充3N個0值采樣點，如圖3所示。在圖中，頻譜峰值位于x=26，估計信號的頻率與信號的頻率分辨率如下：

(7)

(8)

圖3 4N點信號的離散譜

采集更多的數據和補零這2個方法都會增加計算量，而且在有噪聲時，補零也不能改善信噪比。在低信噪比下，定位頻譜峰值點可能出現錯誤，造成測頻誤差增大。降低采樣率使得信號頻率分析范圍降低，在實際采集MSK信號時，信號長度和采樣率會受到限制。故需要對FFT粗測得的載頻采用一種計算簡單的頻率校正算法，進一步提高測頻精度。

2.2 譜峰位置插值法分析

譜峰位置插值是利用頻譜峰值兩側的2根FFT譜線，對FFT最大譜線位置進行校正，根據修正頻率變量的方程求解得到修正頻率值，以實現對信號頻率更高精度的估計。

IFF模式5詢問信號是脈內帶調制的復雜信號類型，可以采用各種信號處理方法轉化為普通正弦波信號。

仿真模擬一個MSK信號進行FFT后，頻率是離散的譜線，其輪廓為辛格函數[4]，如圖4所示。可以看出，信號的中心頻率fz與辛格函數的最大值不一致，真實頻率可以使用下面式子估計[5]：

fr=fz±real(δ)

(9)

(10)

式中：fz為最大幅度A(fz)對應的頻率索引；A(fz+1)和A(fz-1)為頻譜峰值兩邊的采樣值;δ為校正因子。

若頻率次大值在最大值的右邊，頻率的精確值fr位置應該在fz與fz+1之間，更靠近fz，式子取-號；若頻率次大值在最大值的左邊，則頻率的精確值fr位置應該在fz與fz-1之間，更靠近fz，式子取+號。

在進行譜峰位置搜索時，找出最大峰值與次大峰值的位置就可以計算信號基于索引坐標的頻率fr，并將其用于下式來估計頻譜峰值頻率:

(11)

圖4 譜峰位置插值頻譜圖

通過上述可知，在進行譜峰位置搜索時，只需要找出頻譜最高峰和次高峰的位置，通過計算就可以得出較精確的信號頻率。這個頻譜峰值估計算法很簡潔且準確，不需要對原信號加窗。

3 仿真驗證分析

為驗證上一章的方法，下面進行仿真分析。采樣率為fs=500 MHz，采樣點數N=500，碼速率ps=16 MHz，模擬載波頻率為130 MHz，加入10 dB信噪比高斯白噪聲。

在未加入噪聲與加入高斯白噪聲2種情況下，模擬產生IFF模式5 MSK信號，對信號的頻譜做直流處理去除直流分量，低通濾波后將頻譜做平方，并進行FFT運算。仿真結果如圖5所示。

圖5 未加入噪聲MSK平方譜和加入噪聲后MSK平方譜

由圖5可知，對FFT結果求最大值，粗測1次得到載波頻率均為130.5 MHz,測頻誤差為0.5 MHz，再根據平方譜峰值位置插值法原理，進一步估計載頻。使用譜峰值位置法后，測量獲得的載波頻率未加入噪聲與加入高斯白噪聲2種情況下，測頻誤差分別為10.7 kHz、65 kHz。

以采樣率為fs=500 MHz，采樣點數N=500，碼速率ps=16 MHz，模擬不同的載波頻率(為130～140 MHz，間隔0.1 MHz)，加入10 dB信噪比高斯白噪聲,連續101次測頻，未加噪聲與加噪聲的測頻誤差如圖6所示。

圖6 未加入噪聲測頻誤差變化圖和加入噪聲后測頻誤差變化圖

由圖6可知,未加入噪聲時最大測頻誤差不超過22 kHz，均方誤差為11.4 kHz；加入噪聲后最大測頻誤差不超過62 kHz，均方誤差為23.4 kHz。測頻誤差大大降低。

以采樣率為fs=500 MHz，采樣點數N=500，碼速率ps=16 MHz，模擬相同載波頻率(為130 MHz)，加入10 dB信噪比高斯白噪聲,連續101次測頻，未加噪聲與加噪聲的測頻誤差如圖7所示。

由圖7可知,未加入噪聲時最大測頻誤差不超過42 kHz，均方誤差為11.9 kHz；加入噪聲后最大測頻誤差不超過60 kHz，均方誤差為16.8 kHz。測頻誤差大大降低。

以采樣率為fs=1 000 MHz，采樣點數N=500，碼速率ps=16 MHz，模擬不同的載波頻率(為210～260 MHz，間隔0.1 MHz)，加入10 dB信噪比高斯白噪聲,連續501次測頻，未加噪聲與加噪聲的測頻誤差如圖8所示。

圖7 未加入噪聲測頻誤差變化圖和加入噪聲后測頻誤差變化圖

圖8 未加入噪聲測頻誤差變化圖和加入噪聲后測頻誤差變化圖

由圖8可知,未加入噪聲時最大測頻誤差不超過21 kHz，均方誤差為12.9 kHz;加入噪聲后最大測頻誤差不超過55 kHz，均方誤差為25.9 kHz。測頻誤差大大降低。

以采樣率為fs=1 000 MHz，采樣點數N=500，碼速率ps=16 MHz，模擬相同載波頻率(為210 MHz)，加入10 dB信噪比高斯白噪聲，連續501次測頻，未加噪聲與加噪聲的測頻誤差如圖9所示。

由圖9可知,未加入噪聲時最大測頻誤差不超過36 kHz，均方誤差為11.1 kHz；加入噪聲后最大測頻誤差不超過70 kHz，均方誤差為11.0 kHz。 測頻誤差大大降低。

不同仿真測試結果如表1所示。

由仿真結果可知，未加噪聲的測頻誤差小于加入噪聲的測頻誤差。在加入噪聲的情況下，最大測頻誤差不超過70 kHz，最大均方誤差不超過30 kHz。在采樣點數較少、又不能增加采樣點數的情況下，頻率估計精度提高，使得IFF模式5可以在短時間內提高信號的測頻精度。

圖9 未加入噪聲測頻誤差變化圖和加入噪聲后測頻誤差變化圖

表1 IFF模式5 MSK信號測頻精度測試結果

4 結束語

本文所論述方法簡單有效，不需要對原信號加窗，運算量小，易實現快速精確測頻。這對于提高IFF模式5的MSK信號測頻精度是有益的。經過試驗仿真證明，該方法可用于IFF模式5，能夠提高作戰的準確性，具有一定的實際意義與應用價值。

[1] 邱宏坤，楊建波，毛虎.MARK XIIA Mode5系統仿真及抗干擾性能分析[J].火力與指揮控制,2011,36(2):104-106.

[2] 祝遠平.中頻數字接收機MSK信號調制解調及頻率估計技術研究[D].成都:電子科技大學，2010.

[3] 謝春勝.一種高精度測頻方法[J].電子信息對抗技術, 2008(23):18-21.

[4] 謝然.基于循環譜的通信信號參數估計算法研究與實現[D].鄭州：解放軍信息工程大學，2011.

[5] LYONS R G.數字信號處理[M].北京：機械工業出版社,2006.

ResearchintoHighAccuracyFrequencyMeasurementMethodofIFFMode5

ZHAN Yin-fang,WANG Jiang-bo

(The 36th Research Institute of CETC,Jiaxing 314033,China)

This paper studies the method to improve the accuracy of frequency measurement based on identification of friend or foe (IFF) mode 5 interrogation signal in the conditions of the number of sampling points is small and the number of points can't be increased,uses fast Fourier transform (FFT) frequency measurement to evaluate the signal carrier wave frequency roughly,utilizes spectrum peak position interpolation correction mode to reduce the frequency estimation error and increase the accuracy of frequency measurement in the case of nosie-free and adding Gaussian white noise.Simulation results show that the method is simple and can effectively improve the accuracy of frequency measurement.

identification friend or foe;frequency measurement;fast Fourier transform;accuracy

TN971.1

A

CN32-1413(2017)05-0012-06

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.05.003

2017-05-08