對相控陣雷達副瓣的雙極化干擾研究

韓 昭，胡 東

(南京電子技術研究所，江蘇 南京 210039)

對相控陣雷達副瓣的雙極化干擾研究

韓 昭，胡 東

(南京電子技術研究所，江蘇 南京 210039)

相控陣雷達普遍采用自適應數字波束形成技術，能夠有效對抗副瓣干擾。隨著計算能力的提升，波束形成算法可以做到接近實時運算。這導致多點源閃爍干擾、重復噪聲干擾等以往有效的方法效果也被大大削弱。自適應波束形成技術的原理是窄帶條件下多個雷達天線單元接收到同一干擾機的信號高度相關。由于天線單元必然存在交叉極化分量，不同單元的交叉極化方向圖有較大的幅相不一致性。基于這一點，利用一臺干擾機產生2路極化不同的干擾信號，能夠改變多個天線單元接收到數據的固有的相關性，從而消耗更多的雷達空域自由度。理論分析和仿真結果證明了上述結論。

雷達副瓣；自適應數字波束形成；雙極化干擾；相控陣雷達

0 引 言

現代相控陣雷達普遍采用多通道數字陣，模數采樣后聯合多通道數據進行數字信號處理，達到干擾抑制的目的[1]。多通道聯合的處理方法主要有自適應數字波束形成(ADBF)、自適應副瓣對消(ASLC)以及空時二維自適應處理(STAP)等技術。這3種技術在對抗副瓣有源干擾時，本質上是一樣的，區別在于ADBF 是直接在波束形成時抑制干擾，ASLC在固定波束下依靠輔助天線，STAP在空域基礎上聯合時域，目的是為了對抗由于載機運動導致頻譜展寬的高強度雜波。這些技術對副瓣干擾有很強的抑制效果，使得電子對抗面臨著很大的挑戰[2]。本文以ADBF為例，分析了其算法處理的本質是窄帶條件下陣元間接收數據的高度相關性，指出時域及頻域的調制都難以提高干擾效果。雷達的接收天線普遍存在交叉極化分量，而且交叉極化方向圖存在不一致性。當采用雙極化干擾時，如果2個極化分量單獨可控，那么雷達抑制一個干擾源需要消耗更多的自由度。理論推導及仿真證明了該結論。

1 ADBF原理

為方便討論，考慮一維等距線陣與方位角，雷達陣元接收到從某一方向入射的信號可表示為如下的向量形式：

(1)

式中：aJ為信號幅度；λ為雷達中心頻率對應的波長；θ為方位入射角。

由于雷達的窄帶處理特性，信號進入雷達接收機后要經過窄帶濾波，濾波后的帶寬遠遠小于雷達載頻，從而信號可以近似表示成式(1)形式。

ADBF的處理可以用圖1所示的框圖表示，目的是保持目標信號增益的同時抑制有源干擾信號。假設此時雷達波束指向為θ0，M個干擾源所在方位為θ1～θM，那么約束方程可以表示為：

容易看出，ABDF的最優權值實際上就是線性方程組的解，天線陣元的數量N對應著系統的空域自由度，保持波束主瓣增益需要消耗1個自由度，1個干擾源需要1個自由度去對消，因此，為了使方程組有解，干擾源的數目不能大于N-1。在實際的處理過程中，事先并不知道干擾源所在角度，因此不能直接列出上面的方程組，而是使用大量數據樣本基于統計意義下的最小方差無偏估計進行求解，求出的最優權值為：

(3)

式中：a(θ0)為目標的導向矢量，也就是主波束指向。

圖1 ADBF實現框圖

雖然表達形式有所改變，但本質依然是利用信號間的線性關系進行對消[3-5]。

2 天線對信號幅相的影響

針對ADBF對消干擾的原理，從外場錄取了某相控陣雷達不同數字通道接收的干擾數據進行相關度分析，結果如圖2所示。

圖2上部是通道1的數據，下部是通道2的數據，左側是一段時間內的信號幅度，右側是時頻圖。可以看到，從一個固定方位到達的干擾信號在不同數字通道高度相關，可以求出兩通道的幅度相關性超過99%。從時頻圖也可以看到，兩通道接收到的信號是一致的。這種相關性與干擾波形沒有關系，只要在處理過程中能夠獲取到足夠的干擾信號樣本，就可以完成對消，因此，ADBF對抗各種類型的副瓣干擾都能取得不錯的效果。

對抗ADBF的思路大致可以分為2種：一是時域控制干擾信號，使得雷達難以選取合適的樣本；二是利用一個干擾源盡量多地消耗雷達空域自由度，從而節約干擾成本。對于現代雷達的處理方式，第1種思路越來越難，因此本文考慮第2種思路。

一般情況下，雷達天線是水平極化或垂直極化，在有主極化分量的同時，還有交叉極化分量，也可以理解為任何實際的天線極化形式都是橢圓極化，只是一般情況下交叉極化分量比較小。對于相控陣雷達的天線單元來說，主極化的一致性一般是比較好的，但交叉極化卻隨著各種因素在不同天線間表現出較大差異。從前面的理論分析中知道，因為干擾在不同通道產生信號的線性關系，所以一個干擾源方位只能消耗雷達一個自由度。如果干擾引入交叉極化分量，并且交叉極化的幅相不一致性改變了這種關系[6-9]，那么就可能實現單個干擾源消耗雷達多個自由度的目的。

圖2 數字通道間數據幅度圖與時頻圖

雷達用來進行ADBF處理的每個陣元的包含幅相影響的增益可以表示成向量的形式，天線對主極化信號的幅相影響為：

A‖=G‖((1+δ1‖)ejφ1‖,(1+δ2‖)ejφ2‖,…,

(1+δN‖)ejφN‖)

(4)

天線對交叉極化信號的幅相影響為：

A⊥=G⊥((1+δ1⊥)ejφ1⊥,(1+δ2⊥)ejφ2⊥,…,

(1+δN⊥)ejφN⊥)

(5)

式中：符號‖表示水平極化分量；⊥表示垂直極化分量。

假設水平極化為主極化，如果僅考慮天線的主極化分量，這種幅相不一致會對最優權值的形成產生影響，使得期望方向的增益降低，但并不影響干擾信號的抑制；而如果同時考慮交叉極化分量，結果則有所不同。

3 雙極化干擾理論分析

天線對信號的影響由式(4)、式(5)表示，分析過程按干擾信號的極化方式不同分情況考慮。

3.1 干擾為純線極化

當干擾信號為純線極化，與天線主極化方向夾角為θ，幅度為aJ，那么，經天線后在雷達通道產生的信號為：

J‖=aJG‖cosθ((1+δ1‖)ejφ1‖，

(6)

J⊥=aJG⊥sinθ((1+δ1⊥)ejφ1⊥,

(7)

此時，只有一個干擾源，如果要分別抑制這2個極化的干擾，權值的選擇應滿足:

(8)

方程組(8)中，第1個方程是為了保證目標增益，第2個方程是對消干擾的主極化分量，第3個方程對消干擾的交叉極化分量，顯然第2個與第3個方程線性無關，但這并不能更多地消耗雷達自由度。因為抑制干擾并不需要分別使主極化和交叉極化為0，而是干擾信號總和為0，所以方程組(8)的后兩式應合并改寫為:

(9)

由于天線增益和幅相誤差在比較小的空域、頻域范圍內一般為定值，可以看到，在式(9)中，雖然由于各種誤差以及交叉極化的存在使表達式變得復雜，但是對于干擾方來說可調節的參數只有aJ，無論如何調整都不影響整個關系式。可以得到結論，即使考慮幅相誤差與交叉極化，ADBF仍然只需要一個自由度抑制線極化干擾。

3.2 干擾為純圓極化或純橢圓極化

當干擾為純圓極化或純橢圓極化，可以得到與干擾是純線極化相同的結論。這是因為圓極化或橢圓極化都可以看成是2路正交線極化的合成，并且這2路信號的幅相之間相關，即幅度之比為定值，且有固定相位差。當2路正交線極化幅度相等、相位相差90°時，為圓極化；當2路正交線極化幅度不相等或相位相差不為90°整數倍時，為橢圓極化。

不論極化方式如何改變，求解使得干擾信號對消的權值總能用一個方程表示，而且方程中可以調整的參數只有干擾信號幅度aJ；因此，如果只使用一路干擾，無法實現消耗雷達更多自由度的目的。

3.3 2路極化方式不同的干擾

為方便討論，考慮干擾源從一個角度發出分別對應雷達主極化和交叉極化的干擾，并且2路干擾的幅度、相位都可以獨立改變。假設干擾的幅度分別為aJ1和aJ2，那么抑制干擾的方程可以表示為：

(10)

由于aJ1和aJ2都是可調整的，對于不同的快拍，改變aJ1和aJ2，就可以讓陣元間接收到的數據關系發生變化，從而使得一個自由度無法完整地表示陣元間干擾數據的關系。但是這種情況也不是無法完成對消，顯然可以看到，如果把它們看成2個獨立的互不相關的干擾，那么如(8)所示的方程組后兩式可以對它們分別進行抑制，只是在這種情況下，從一個物理位置發出的干擾就需要2個雷達空域自由度才能實現對消。

如果2路干擾的極化方式是任意的，由于總可以將其分解成對應雷達主極化和交叉極化，所以并不影響上述結論。

4 仿真驗證

使用Matlab仿真了在這種情況下干擾所產生的效果。仿真模型取一維線陣，陣元數為10個，只考慮方位角，目標位于方位50°，5臺干擾設備分別位于30°、40°、60°、70°、80°。每臺干擾設備都包含獨立可控的主極化與交叉極化干擾，主極化方式與雷達一致。仿真過程中同時考慮雷達陣元的主極化與交叉極化幅相誤差，雷達天線主極化增益比交叉極化增益平均大25 dB，結果如圖3和圖4所示。

圖3 無交叉極化干擾情況

圖4 有交叉極化干擾情況

圖3和圖4是補償了幅相一致性后的主極化方向圖，因此，橫坐標角度與實際角度是對應的。從圖3可以看到，不考慮交叉極化時，由于干擾源數量小于空域自由度，在5個干擾方向都形成了零陷。圖4顯示了在考慮交叉極化的情況下，雖然交叉極化的天線增益小于主極化，但仍然要消耗雷達的空域自由度。由于對消干擾的同時要保證期望方向增益，自由度不足，沒有形成70°、80°的零陷。

如果把雷達陣元數減少為8個，仿真結果如圖5和圖6所示。

圖5 無交叉極化干擾情況

圖6 有交叉極化干擾情況

可以看到，沒有交叉極化干擾時，仍有充足的自由度對消主極化干擾；而對于有交叉極化的情況，進一步減少自由度會使得對消效果繼續降低。對于仿真的情況，60°、70°、80°都沒有形成零陷，30°、40°的干擾抑制效果也有所下降。仿真圖中，50°為期望方向，為了計算方便，仿真過程沒有考慮單陣元方向圖與為降低副瓣的加權，所以出現了非期望方向增益大于期望方向，并不影響討論問題的核心。

5 結束語

從上面的分析可知，由于天線交叉極化的存在，交叉極化方向圖的不一致性使得干擾方可以實現一個干擾源消耗雷達2個空域自由度。這是由于雖然干擾從一個物理方向發出，但交叉極化和主極化信號在不同通道間反映出不同的線性關系。如果交叉極化干擾和主極化干擾是相關的，那么合成后的干擾會表現出穩定的極化方式，仍然可以用一個線性方程代表抑制干擾的表達式；而如果它們相互獨立，則可以看成2個干擾，從而消耗雷達2個自由度。

由于一般情況下天線的交叉極化增益比主極化增益低，所以交叉極化的干擾強度比較弱。但對于雷達來說，稍微抬高底噪可能就會大幅降低其發現概率或增大虛警率。在體系化作戰的今天，使用大量低成本的無人設備組網協同工作是一種趨勢，可以在減少一半設備平臺的基礎上對雷達實施干擾，便能夠得到作戰效能的大幅提升，因此，該方法具有重要意義。

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StudyofDual-polarizationJammingtoPhasedArrayRadarSide-lobe

HAN Zhao,HU Dong

(Nanjing Research Institute of Electronic Technology,Nanjing 210039,China)

Phased array radars generally use adaptive digital beam-forming (ADBF) technology,which can effectively antagonize side-lobe interference.Along with the advancement of calculation capability,beam-forming algorithm can be close to the real time operation,which leads to the effect of effective methods in the past such as multi-source blinking jamming,repeat noise jamming,etc.have been greatly weakened.The principle of ADBF technology：under the condition of narrow band,the signals from the same jammer

by multiple radar antenna units are highly correlated.The cross-polarization component is inevitable in the antenna unit,and there are large differences of amplitude/phase in the cross-polarization antenna pattern of different units.Based on this,this paper uses one jammer to produce two jamming signals with different polarization mode,which can change the inherent correlation of the received data from the antenna units,thereby more spatial freedom degrees of radar are consumed.Theoretical analysis and simulation results prove the above conclusion.

radar side-lobe；adaptive digital beam-forming;dual-polarization jamming;phased array radar

TN972.1

A

CN32-1413(2017)05-0001-05

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.05.001

2017-05-15