基于移相控制的全固態高壓脈沖電源設計

唐朝　趙龍章　龔嬡雯

摘 要： 針對傳統高壓脈沖的功率器件耐壓值有限，電壓等級難以提升，效率低的缺陷，提出了一種基于移相控制技術的全固態高壓脈沖電源。充電電源部分采用移相控制ZVS PWM全橋變換電路，減小開關損耗；高壓脈沖電路以全固態IGBT作為主開關器件，不僅能提升電壓等級，還能對脈沖寬度和頻率進行調節。實驗結果表明，輸出脈沖電壓最大值為10 kV，具有納秒級陡峭前沿，且頻率、脈寬均可調。

關鍵詞： 移相控制； 高壓脈沖電源； IGBT； 納秒級陡峭前沿； Marx發生器

中圖分類號： TN911?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）22?0172?04

Abstract： Since the traditional high?voltage pulse power device has the defects of limited withstand voltage value and low efficiency， and is difficult to improve voltage level， an all?solid?state high?voltage pulse power supply based on phase?shifting control technology is put forward. The phase?shifting control ZVS PWM full?bridge conversion circuit is used in the charging power supply to reduce the switching loss. The high?voltage pulse circuit taking all?solid?state IGBT as its main switching device can improve the voltage level， and adjust the pulse width and frequency. The experimental results show that the all?solid?state high?voltage pulse power supply has maximum output pulse voltage of 10 kV， possesses the nanosecond steep rise， and its frequency and pulse width can be adjusted.

Keywords： phase?shifting control； high?voltage pulse power supply； IGBT； nanosecond steep rise； Marx generator

0 引 言

脈沖功率技術是一種電物理技術，是將較長時間內存儲起來的能量在極短的時間內向負載輸出功率密度極高的能量，實現輸出功率對輸入功率的壓縮。目前，脈沖功率技術的應用正逐漸發展到工業、民用科技領域，如環境保護中處理煙氣、生命科學領域中強脈沖電場對人體的影響等[1]。這些都對脈沖功率技術的發展作出了更高的要求，使得脈沖功率技術成為當時最為活躍的研究領域之一[2]。

全固態高壓脈沖電源前級選用移相控制ZVS全橋變換電路作為其主電路拓撲，與傳統的整流濾波相比，不僅能夠獲得可控電壓，降低開關損耗，還能使充電電壓穩定，進行快速充電，提高脈沖頻率。后級電路使用大功率半導體開關代替傳統電路中的氣體開關，并用二極管取代充電電阻。采用串聯全固態Marx電路的方法，基于“并聯充電，串聯放電”的基本工作方式[3]，不使用任何脈沖變壓器也不需要很高的輸入電壓，通過脈沖高壓疊加獲得脈沖電壓輸出倍增。根據以上理論，本文設計了一種10 kV高壓脈沖電源，其脈沖寬度可調，且具有納秒級快脈沖前沿。

1 高壓脈沖電源系統總體設計

脈沖生成納秒級高壓脈沖電源系統總體結構如圖1所示。三相交流電經過整流濾波以后變為直流電，經過DC/DC變換電路后為高壓脈沖電路提供400 V直流輸入。本文的DC/DC變換器選取移相全橋PWM變換作為其主電路拓撲，能夠有效的降低開關損耗，使開關頻率大幅度提高，減小變壓器。高壓脈沖電路選取集中式限流電感隔離的Marx發生器，使用IGBT作為主開關，并將其設計為正脈沖輸出。

2 DC/DC變換電路

全橋逆變電路由四個功率開關管組成[4]，Q1和Q3組成超前橋壁，Q2和Q4組成滯后橋臂，每個橋臂的兩個開關管180°互補導通，兩個橋臂的導通相差一個移相角[5]。輸出電壓脈沖寬度的調節則是通過調節移向角的大小來實現。傳統的移相全橋變換器的輸出整流二極管存在反向恢復過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進行抑制[6]。因此，在電路中加入二極管D11，D22兩個箝位二極管。DR1～DR4構成全橋整流電路，濾除副邊輸出中的交流部分。

2.1 高頻變壓器的設計

設計中考慮到小型化和低損耗，應使變壓器在要求的輸出電壓及輸出負載范圍內不飽和，同時其損耗最低。一般鐵氧體磁性材料的飽和磁通為0.3～0.4 T之間[7]，本文中選定工作磁通密度Bw=0.15 T，金屬疊片鐵芯，電流密度比例系數Kj=366 A/cm3。用面積乘積（AP）法公式進行估算，選取磁性材料編號。

2.2 主功率開關管

通過對移相控制ZVS PWM全橋變換電路的分析，可知開關管承受的最大電壓為VBus（max）=390 V。開關管中流過的最大電流為原邊電流的最大值，考慮一定余量，此處選用Infineon公司的SPW47N60C3。

2.3 諧振電感設計endprint

滯后橋臂開關管零電壓開通時，所需能量僅由諧振電感單獨提供。為了實現滯后橋臂的軟開關，開關管驅動信號的死區時間要小于或等于[14]的諧振周期[8]，設計滯后橋臂死區時間為700 ns及原邊電流大于3.6 A能夠實現ZVS，諧振電感值須同時滿足下式：

2.4 控制電路設計

控制電路芯片選擇美國TI公司生產的UCC3895。該芯片對兩個半橋電路進行移相控制，其特點為4個輸出端可以分別驅動兩個半橋，而且都能單獨通過外圍元器件設置死區時間。

3 高壓脈沖主電路設計

圖4為n級全固態Marx發生器，每一級電路包含了IGBT管、儲能電容和快恢復二極管。Marx電路工作過程分為并聯充電、串聯放電兩個部分[9]。充電階段，IGBT管全部關斷，二極管導通，此時的儲能電容C1～Cn處于并聯狀態，整流后的正向電源通過充電限流電感L，流向儲能電容，使電容電壓都達到充電電源電壓Vin。放電階段，在脈沖驅動下，所有IGBT管同時導通，因此，電容器通過IGBT開關串聯在一起向負載進行高壓脈沖放電，其值等于所有電容器電壓之和nVin。二極管反向截止對級間以及每級電路內部進行電壓隔離，相較與傳統隔離電阻能減少很多熱損耗。

3.1 開關管及二極管的選擇

根據充電電壓等級及經濟性的要求[10]，本電路IGBT采用Fairchild公司生產的FGA50N60LS，其額定電壓VCE為600 V，額定電流IC為100 A。

隔離二極管的選取應該考慮其可承受的最大反向電壓及正向導通電流。Marx發生器主電路放電時，二極管的最高隔離電壓為400 V，所以其可承受的最大反向電壓應大于400 V。同時考慮Marx發生器在最大功率下的充電電流，為了保證電路的可靠性并提高充電效率，選用APT公司的APT40DQ60BG快恢復二極管。

3.2 電感值的選擇

充電時，電容的充電時間tC可按下式計算：

4 實 驗

實驗中使用電暈等離子放電裝置作為負載對電源系統進行實驗，將高壓脈沖電源系統分為4層，每層包含7個Marx電路。通過調整半導體開關的導通時間可以得到不同脈寬的輸出脈沖電壓，圖6為不同脈寬的輸出電壓波形。

5 結 論

本文設計了一種納秒級高壓脈沖電源，采用移向控制技術，使變換器主開關管實現了ZVS，降低了整個系統的開關損耗。Marx發生器采用全固態器件，并用集中式限流電感進行隔離，電路結構緊湊。實驗結果表明可輸出最高幅值為10 kV、脈沖寬度500 ns～1 μs可調的高壓窄脈沖，脈沖前沿時間為50 ns。

參考文獻

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