采用交錯正激三電平技術(shù)的48 V輸入電壓調(diào)節(jié)模塊研究

章 艷

(1.江蘇大學電氣工程學院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013;2.南京信息職業(yè)技術(shù)學院,南京 210023)

采用交錯正激三電平技術(shù)的48V輸入電壓調(diào)節(jié)模塊研究

章 艷1,2

(1.江蘇大學電氣工程學院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013;2.南京信息職業(yè)技術(shù)學院,南京 210023)

48 V輸入電壓調(diào)節(jié)模塊是一種直流-直流供電電源,主要用于計算機微處理器供電。基于三電平變換器理論,提出了一種交錯正激式三電平直流變換器,并使用這種結(jié)構(gòu)設(shè)計了輸入電壓為48 V的電壓調(diào)節(jié)模塊。分析了這種變換器的工作過程、三電平工作的環(huán)境,并與普通的交錯并聯(lián)型Buck變換器進行比較,構(gòu)建了一個輸出0.8 V/100 A 80 W的模型樣機并進行了試驗驗證。實驗表明,這種變換器提高了電壓調(diào)節(jié)模塊的動態(tài)響應(yīng)速度,減小了輸出濾波電容器的大小,有廣泛的應(yīng)用價值。

電壓調(diào)節(jié)模塊;三電平直流變換;48 V輸入

伴隨低壓集成電路(IC)制造技術(shù)尤其是在微處理器領(lǐng)域的迅猛發(fā)展,IC對供電要求呈現(xiàn)下列趨勢[1]:工作電壓越來越低,未來的IC工作電壓將降低到1 V以下;電流越來越大,由于微處理系統(tǒng)處理容量的巨增,從而使得總功耗激增,IC的供給電流將會超過100 A;負載變化率越來越高,由于為了節(jié)能而采用電源管理功能,就使微處理器成為一個電流變化率很高的di/dt>150 A/μs)非常動態(tài)的負載[2]。通常,專為微處理器設(shè)計的供電單元是電壓調(diào)節(jié)模塊(VRM),上述因素都將對VRM的設(shè)計提出全新的挑戰(zhàn)。

早期VRM的電源是采用5 V直流母線直接供電的,為了提高轉(zhuǎn)換效率,在筆記本電腦上VRM采用了直接將輸入電壓提高到16 V～24 V,再變換到1.5 V輸出。但無論采用5 V或者12 V輸入,其電路拓撲結(jié)構(gòu)基本采用的都是Buck變換器,并采用同步整流技術(shù)用以提高其轉(zhuǎn)換效率[3]。但上述電路的缺點是采用非隔離的Buck電路,其輸入電壓變化也是從低到高,Buck電路顯然不能適應(yīng)未來VRM發(fā)展的需要,因而采用隔離型DC/DC變換已經(jīng)成為必然趨勢[4]。未來隨著微處理器功率的逐漸增大,致使CPU所需電壓降低、電流增大,采用5 V或12 V輸入電壓作為VRM的輸入電壓仍顯得不夠高,因此需要繼續(xù)提高VRM輸入電壓。目前,VRM把輸入母線電壓提高到48 V已成趨勢[5]。48 V輸入母線電壓帶來的好處有:可有效減小引線電流從而降低引線損耗,提高效率;提高負載動態(tài)響應(yīng)能力;大大減小輸入濾波器體積。提高VRM動態(tài)特性的重要策略是減小輸出濾波電感,傳統(tǒng)的兩電平電壓變換器只有通過提高開關(guān)頻率才能滿足這一要求,而三電平電壓變換器有利于減小VRM輸出濾波電感,從而提高其動態(tài)響應(yīng)速度[6]。

基于上述原因,本文給出了一種新的交錯正激式三電平直流變換器和使用這種結(jié)構(gòu)設(shè)計的48 V電壓調(diào)節(jié)模塊。文章分析了這種變換器的工作過程、三電平工作的環(huán)境,并與普通的交錯并聯(lián)型Buck變換器相比較,進行試驗驗證,得到了電源轉(zhuǎn)換效率較高、負載動態(tài)響應(yīng)好的設(shè)計結(jié)果。

1 VRM主電路設(shè)計

目前較為流行的各種VRM拓撲[7-8],其輸出濾波電感器的供電波形均為二電平波形,為了將動態(tài)響應(yīng)速度提高,一般使用的方法是:通過提高主電路的工作頻率來減小后級濾波電感量,但受系統(tǒng)效率因素的制約開關(guān)頻率一般不能太高;二是多路并聯(lián)交錯電路使得其等效輸出電感減小。但采用多路交錯并聯(lián)一方面使得磁性元件個數(shù)增加,控制復(fù)雜,成本提高;另一方面加在每路電感上的紋波較大,不利于效率提高。

三電平變換器理論[12]用三電平代替二電平通過輸出濾波電感給負載供電,可以有效的減小輸出濾波電感[9-10]。基于此,本文設(shè)計出了輸入電壓為48 V的VRM拓撲——“正激式交錯并聯(lián)三電平”型VRM。

正激式交錯并聯(lián)的三電平變換器的結(jié)構(gòu)見圖1。Cd1、Cd2為兩個分壓電容,容量大且同值。VCd1=VCd2=1/2Vin。

圖1 交錯并聯(lián)正激式三電平變換器

Q1和Q3同相位工作,Q2和Q4同相位工作,但這兩組開關(guān)功率管分開交替工作,驅(qū)動信號相角差180°。為分析方便,把Q1和Q4叫做下管,Q2和Q3叫做為上管。因變壓器復(fù)位影響,Q1～Q4開關(guān)功率管的最大占空比均是0.5。同時變換器在不同的工作狀態(tài)時的工作模式亦會不同,當下管Q1、Q4的占空比D≠0時變換器工作在三電平模式3L_Mode(Three-Level Mode),當下管Q1、Q4占空比D=0時,變換器工作在兩電平模式2L_Mode(Two-Level Mode)。

2 參數(shù)設(shè)計

2.1 變壓器變比K

在正激式交錯三電平變換器在3L_mode時,其輸入端和輸出端電壓的關(guān)系為[12]:

V0=[(0.5+D_3L)Vin]/k

(1)

因此變壓器的變比K為:

K_3L=[(0.5+D_3L)Vin]/V0

(2)

變換器工作在2L_mode時輸入端和輸出端關(guān)系為:

V0=(D_2LVin)/K

(3)

因此變壓器的變比K為:

K_2L=(D_2LVin)/V0

(4)

2.2 輸出濾波電感Lf的設(shè)計

3L_mode時,Lf電流脈動值:

ΔILf_3L=[(Vin/K-V0)D_3L]/Lffs

(5)

(6)

2L_mode時,Lf電流脈動值:

ΔILf_2L=[(Vin/2K-V0)D_2L]/Lffs

(7)

(8)

2.3 輸出濾波電容Cf的設(shè)計

VRM常工作在負載變換率大、動態(tài)速度要求快的場合,其輸出濾波電容Cf的設(shè)計與常規(guī)應(yīng)用場合的設(shè)計有所不同。

對VRM來說,其輸出電容是按照滿足負載突變的要求設(shè)計,可按下式[13]計算:

(9)

式中:Td為瞬態(tài)過程中時間延遲;ΔI0為負載電流突變量;ΔV0為輸出紋波電壓;SR(IL)為有效電感電流變化率。

在開關(guān)工作頻率比較高的情況下,控制環(huán)路合理設(shè)計時,Td對Cf數(shù)值大小所產(chǎn)生作用可以忽略不計。為設(shè)計簡便,省去上式右面第一項,則有:

(10)

3 控制方案

VRM經(jīng)常被用于低壓大電流輸出的場合,常規(guī)的快速二極管和肖特基二極管由于管壓降太大已不適用于VRM中副邊整流和續(xù)流用。目前VRM中一般在副邊使用同步整流管,正常情況下用低壓大電流MOSFET,它的通態(tài)阻抗Rds(on)很小。圖2是使用同步整流管的正激交錯三電平變換器,Q5、Q6、Q7是同步整流管。設(shè)置控制電路時,必須保證該變換器可以在3L模式和2L模式之間自由切換。

圖2 使用同步整流管的正激交錯三電平變換器

圖3 變壓器原邊和輸出濾波器上的電壓波形

4 實驗結(jié)果與分析

利用上面的計算方法所得參數(shù),試制了一臺輸出0.8 V/100 A的模型樣機,來證明正激式并聯(lián)交錯三電平變換器的工作原理。該樣機的主電路板用10層PCB板,變壓器和輸出濾波電感均采用平面磁芯,其繞組直接印制在PCB板上,以減少變壓器漏感和主電路副邊的連接點,從而提高變換器效率。實驗所用的數(shù)據(jù)為:

輸入直流電壓:Vin=36 V～72 V

輸出滯留電壓:V0=0.8 V

輸出電流:100 A

開關(guān)頻率:fs=300 kHz

輸出濾波電感:Lf=100 nH(Philip EI32 Core)

輸出濾波電容:Cf=6 890 μF(8x 4SP820和15x 22μF ceramic cap.)

開關(guān)功率管Q1、Q4:Si4486EY

開關(guān)功率管Q2、Q3:Si4488DY

輸出同步整流管(Q5、Q6、Q7):STV160NF02L(2只并聯(lián))。

其系統(tǒng)的主要實驗波形如圖3所示。圖3顯示了Vin=36 V～72 V條件下,主變換器的變壓器T1原邊和輸出濾波器上的電壓波形。波形顯示在I0=100 A,輸入36 V及48 V時系統(tǒng)均工作在三電平模式,而且Q1和Q4占空比在Vin=36 V時較大(D=0.5),在Vin=48 V時則較小,如圖3(a)、圖3(b)所示。在I0=100 A,Vin=72 V時變換器為兩電平工作模式,如圖3(c)所示。圖3(d)則顯示了48 V輸入,I0=50 A時T1原邊及輸出濾波器上的電壓波形,由圖3可見,控制策略的結(jié)果和設(shè)計完全的相同,并得到了完整的三電平波形。

圖4 主要開關(guān)驅(qū)動波形(Vin=48 V,V0=0.8 V,I0=100 A)

圖4給出的是Q1～Q4的驅(qū)動波形。圖4(a)波形為Q1、Q3和Q5管上的驅(qū)動信號。Q2、Q4和同步管Q6相對應(yīng)的開關(guān)功率管驅(qū)動與前者完全相似,僅僅是相位不同而已。圖4(b)顯示了并聯(lián)的兩路T1原邊主功率開關(guān)的驅(qū)動信號相位關(guān)系,驅(qū)動相差為180°。

圖5 主開關(guān)漏源極間電壓波形

圖5是在不同負載狀態(tài)下主開關(guān)功率管上的Vds電壓波形。此處僅給出了Q1、Q3的Vds電壓波形,Q2、Q4的Vds電壓波形基本相同。從圖中可知,由于存在D1的箝位作用,使Q1在關(guān)斷時的反向電壓VdsR1=VIN/2。而Q3的VdsR3則會隨負載的變化而稍有變化,當I0=35 A及50 A時小于理論值3VIN/2,當I0=70 A時基本與分析值3VIN/2相同,當I0=100 A時卻大于3VIN/2。這種變化的原因主要來源于原邊電壓復(fù)位時,其VdsR3隨負載變化而稍有變化,并不是整個復(fù)位期間始終保持在3VIN/2。

圖6是在給定輸入和輸出時,有均壓電路和無均壓電路時變換器原邊電壓波形情況比較。圖6(a)未加均壓電路時,Vcd1、Vcd2的值不相等,Vcd2比VIN/2大得多,Vcd1要比VIN/2小得多。圖6(b)在加入了均壓電路后,兩個電容電壓基本都為VIN/2。

圖6 均壓電路的效果比較

5 結(jié)論

本文通過對一種新型正激式并聯(lián)交錯三電平變換器工作過程的分析討論,并定量的分析設(shè)計了輸出濾波電感和輸出濾波電容的參數(shù),將其應(yīng)用到VRM中,得到的優(yōu)點是可以極大的減小輸出濾波電容和電感。同時用一個輸出0.8V/100A 80W的模型樣機試驗,得出的實驗結(jié)果證明了變換器的先進性與分析的準確性。

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AStudyof48VInputVoltageRegulatorModuleBasedonStaggeredForwardModeThreeLeverDC

ZHANGYan1,2

(1.College of Electrical and Information Engineering,Jiangsu University,Zhengjiang Jiangsu 212013,China;2.Nanjing College of Information Technology,Nanjing 210023,China)

The voltage regulator module(VRM)is a DC to DC power supply,which is mainly used to power for microprocessors. A staggered forward mode three lever DC converter is presented based on the theory of three lever convertor. Compared with an interleaving Buck converter,a 48 V input voltage regulator module is designed based on this new structure,where the working processes of this convertor and the environment of the three level DC are analyzed and simulated. Furthermore,a 0.8 V/100 A 80 W-output prototype is demonstrated and experimented. The experiment results are shown that the respond speed is improved and the output filter capacitor is decreased.

voltage regulator module(VRM);three level DC converter;48 V input

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.020

2017-08-08修改日期2017-08-23

TN713.1

A

1005-9490(2017)05-1151-05

章艷(1979-)女,漢族,江蘇省,江蘇大學電氣工程學院,碩士(高校教師),主要研究方向電氣傳動與直流變換技術(shù),Zhangy_zk@njcit.cn。