同步整流雙諧振LLC-DCX懸浮控制電源研究

劉文軍， 易俊宏， 馬紅波

(西南交通大學 電氣工程學院，四川 成都 610031)

同步整流雙諧振LLC-DCX懸浮控制電源研究

劉文軍， 易俊宏， 馬紅波

(西南交通大學 電氣工程學院，四川 成都 610031)

針對傳統懸浮控制電源設計中存在的占空比失調、穩壓率差及轉換效率低等問題，提出基于同步整流雙諧振LLC-DCX的兩級式變換方案。該方案在實現主次側開關管ZVS和二次側整流管低損耗的同時，降低了輸入電流紋波；在介紹了雙諧振LLC-DCX的工作原理的基礎上，討論了電源的關鍵參數設計。210W，220-380V輸入、4路輸出的原理樣機實驗結果及比較很好地驗證了研究方案的先進性與可行性。

同步整流；懸浮控制電源；雙諧振LLC-DCX；多路輸出

0 引 言

隨著能源短缺、環境污染，城市交通擁堵等問題的日趨嚴重，節能、環保的磁懸浮列車成為工業界和學術界研究的熱點。懸浮控制電源用于為懸浮控制電路提供穩定的工作電壓,是磁懸浮列車必不可少的電力電子裝置。相較其他電氣設備，懸浮控制電源功率相對較低，并未引起學術界和工業界的重視。目前仍采用變壓器多繞組技術實現[1]。該方案中，控制回路只對其中要求較高的輸出支路進行反饋控制，其他支路處于開環狀態，其輸出電壓取決于變壓器的匝比，因此成本最低。但是非控支路的穩壓率較差，交調嚴重。而且，變換器通常采用諸如反激、正激和半橋等硬開關拓撲，電源轉換效率較低。從本質上來講，懸浮控制電源是一個典型的高壓輸入、低壓多路輸出的DC-DC變換器。加權電壓控制[2]是一種低成本的解決方案。其采用一定的加權系數對多路輸出電壓進行反饋控制。其本質上并沒有消除誤差，而是將誤差進行加權分配。一般來說，加權電壓控制僅適用于2路輸出的場合。對于3路以上且需要隔離輸出 (如磁浮控制電源，航空電源)，控制回路變得相對復雜。文獻[3-5]相繼提出了如PWM-PD，PWM-PS，PWM-PFM等混合控制方法。這些混合控制方法，通過反饋不同支路的輸出電壓來分別改變調制信號的不同變量，因此電壓調節范圍有限，主要應用于2路輸出、功率小及輸入電壓變化范圍較小的場合。增加諸如線性調整器[6]，磁放大器[7]及開關調整器[8]的兩級式方案是提高穩壓率、消除交調的另一類行之有效的解決方法。此方案中前級變換器通常采用正激，半橋及推挽等硬開關拓撲[9]。因此效率和成本成為該方法的主要瓶頸。

相較于其他變換器拓撲，LLC諧振變換器因其高效率、高功率密度的特點在諸如計算機電源、通信電源等場合得到了廣泛應用。文獻調研還未見應用于多路輸出的磁浮控制電源領域。而且文獻[10-11]所研究的結果僅僅適合于2路輸出的LLC諧振變換器，無法應用于4路輸出的懸浮控制電源。為此，論文針對懸浮控制電源輸出路數較多且要求隔離(輸入輸出隔離、各路輸出間隔離)的特點，引入雙諧振變換器拓撲，提出了基于同步整流雙諧振LLC-DCX的兩級式變換方案，解決了傳統設計中存在的問題，在實現各路精確穩壓的同時，大大提高了磁浮控制電源的效率和可靠性，同時降低了輸入電流紋波。

1 系統結構與電路拓撲

論文研究的懸浮控制電源結構如圖1所示，其主要由前級同步整流雙諧振LLC變換器和后級同步整流Buck變換器組成。同步整流雙諧振LLC變換器開環工作于諧振點，即直流變壓器 (DCX)模式，在實現高效率變換的同時，采用多繞組技術，將高的輸入電壓初調為4路合理的中間電壓；后級同步Buck變換器則把前級變換器的輸出電壓變換成滿足要求的4路輸出電壓V01、V02、V03和V04，供懸浮控制系統應用。

圖1 磁懸浮控制電源系統結構Fig.1 Proposed configuration for levitation control power supply

圖2為懸浮控制所采用的同步整流雙諧振LLC變換器拓撲。為了分析該變換器的工作原理，假設上下諧振網絡的參數一致，即Lr1=Lr2=Lr，Lm1=Lm2=Lm，Cr1=Cr2=Cr。LLC諧振變換器有兩個諧振頻率，其中一個諧振頻率由諧振電感Lr和諧振電容Cr確定，另一個諧振頻率由Lm，Lr與Cr確定，分別如下：

(1)

圖2 同步整流雙諧振LLC變換器拓撲Fig.2 Double resonant tank LLC converter withsynchronous rectifier

考慮到電路的對稱性，以1/2開關周期為例介紹電路的工作原理。電路在半個周期可分成4個工作模態，理論工作波形及等效電路分別如圖3和圖4所示。

圖3 理論工作波形Fig.3 Theoretical waveform for double resonant tanks LLC-DCX synchronous rectification

模態2[t1,t2]：t1時刻，MOSFETQ1繼續保持導通，同步整流控制芯片通過檢測SR的漏源電壓，觸發同步整流管S1和S4，使其導通。此狀態中，由于同步整流管S1和S4的導通，大大降低了導通損耗，因此可以大大提高變換器效率。

圖4 同步整流雙諧振LLC-DCX不同模態的等效電路Fig.4 Equivalent circuit for each mode of double resonant tanks LLC-DCX with synchronous rectification

模態3 [t2,t3]：t2時刻，MOSFETQ1繼續保持導通，同步整流控制芯片通過檢測SR的漏源電壓，觸發同步整流管S1和S4，使其關斷。但此時，二次側電流并未為0，二次側電流重新經過同步整流管S1和S4的寄生體二極管，傳遞給負載，此模態的時間非常短。該模態直到t=t3時刻結束，此時諧振電流等于勵磁電感電流，即iL1=iLm1、iL2=iLm2。

2 同步整流控制策略

理論上，雙諧振LLC諧振變換器工作于DCX模式時，其同步整流管的驅動時序完全可以通過主次側驅動信號合成[12]。然而在實際硬件實現時卻是不可行的，其原因如下：1)由于寄生參數和磁性元件設計的誤差，很難保證電路工作于真正的諧振點，除非采用諧振頻率自動跟蹤技術[13]。當實際工作頻率略低于諧振點時，雙諧振LLC-DCX二次側整流管將工作于斷續模式；如果采用互補的二次側驅動時，將產生反向能量流，這個反向能量流不但會增加導通損耗，而且會造成主次側開關管的損壞[12]；2)本文中的雙諧振LLC為多路輸出，由于負載、等效Q值差異，二次側各路輸出的電流并不完全同步。因此，出于上述考慮，本文設計中必須采用電流型驅動方式。

常用的電流型驅動主要有兩種：1)通過電流互感器(CT)檢測流過同步整流管的電流來產生驅動信號[14]。但是由于二次側電流較大，不但增加了成本和PCB尺寸，而且降低了變換器效率[15]。對于需要多路輸出的懸浮控制電源而言，其缺點將變得更為明顯；2)通過檢測同步整流管漏源極電壓判斷電流流過同步整流管的情況，從而產生驅動信號。該方式具有控制簡單，可靠性高，體積小，成本低，而且已有諸如IR1167、TEA1761和SRK2000等商用芯片可供選擇，非常適合用于高效率懸浮控制電源。本文采用ST公司的SRK2000，其詳細的控制框圖可參考其數據手冊。

3 LLC-DCX的參數設計

與傳統輸出穩壓的LLC諧振變換器[16]不同，本文中雙諧振LLC變換器工作于DCX模式。在實際電路中，很難保證電路工作在諧振點。因此設計LLC-DCX的諧振網絡的方法是保證諧振網絡增益在諧振點fr附近隨頻率變化的影響相對較小。詳細參數設計過程如下：

1)計算變壓器TR1和TR2匝比

由于同步Buck控制芯片NCP1034的最大占空比為0.8，所以變壓器的變比如下：

(2)

(3)

(4)

2)諧振網絡參數的設計

根據文獻[17]的分析，可以推導出保證開關管ZVS的條件：

(Im1_peak+Im2_peak)td≥2VinCoss。

(5)

式中，Im1_peak和Im2_peak分別為勵磁電感Lm1，Lm2的峰值電流，td為死區時間，Coss是等效的MOSFET的輸出電容。通過式(6)計算出峰值電流Im1_peak及Im2_peak：

(6)

式中：n為變壓器變比；Vo與Ts分別是輸出電壓和開關周期；Lm為勵磁電感。

考慮在諧振點時，諧振網絡的增益為1及實現ZVS的條件，由式(5)和式(6)可推出勵磁電感Lm：

(7)

選取死區時間td=300 ns，開關管為IPP60R099CP，其數據手冊中輸出等效電容Coss的典型值為130 pF，由式(7)可知Lm為1.9 mH。再考慮電路的寄生電容的影響，實際取350 μH。

圖5給出了LLC諧振增益曲線隨電感比k和品質因數Q的變化曲線，從中不難得出：

1)品質因數Q一定時，k越大，在諧振點fr附近的增益變化就越小；

2)電感比k一定時，Q越小，在諧振點fr附近的增益變化越平坦。因此，在保證電路ZVS的前提下，盡可能選取大的k值和較小的Q值。實際上的設計中，k和Q的選擇是一個閉環的折中優化過程，從而保證k不會過大，Q不要過小，否則會增加器件選型的困難和影響電路效率。

基于以上原則，設計過程如下：

首先根據經驗給定一個相對較大的k值，并通過式(8)和式(9)計算出諧振電感Lr和諧振電容Cr：

(8)

(9)

一旦確定了激磁電感Lm，k，Lr及Cr的值，則通過式(10)計算出相應的Q值：

(10)

接著基于k值和計算的Q值，繪制增益曲線，驗證諧振點fr附近的增益變化對頻率的敏感性。同時進行損耗分析，初步評估效率值。否則降低k值，重新按上述步驟進行再次優化，直至找到最佳的LLC諧振參數。

圖5 LLC諧振網絡增益曲線Fig.5 Gain curve of LLC resonant network with the different k and Q

4 實驗結果

為了驗證所提方案的有效性，實驗室研制了一臺如圖6所示的210W懸浮控制電源樣機。樣機詳細指標和關鍵參數分別如表1和表2所示。

圖6 樣機的詳細電路原理圖Fig.6 Detailed schematic of the prototype

參數 數值輸入電壓/V220～380DC額定輸入電壓/V330DC輸出電壓和電流VO1=5V,Io1=4AVO2=24V,Io2=3.5AVO3=15V,Io3=3.5AVO4=15V,Io4=3.5A開關頻率fs1=150kHz(LLC-DCX)fs2=200kHz(同步Buck)

額定輸入電壓滿載情況下，雙諧振LLC-DCX變換器主開關管Q1、Q2和上、下諧振網絡電感電流的波形如圖7所示。正如圖7所示，主開關管Q1、Q2的Vds下降到零后才開通，實現了零電壓開通(ZVS)。同時，由于本樣機的磁芯元件制作中存在誤差，樣機實際諧振頻率為155.1 kHz。

圖8為額定輸入電壓滿載情況下，雙諧振LLC-DCX變換器輸入電流iin的測試波形。由圖可知：相較于單諧振LLC變換器拓撲，論文研究的雙諧振LLC變換器輸入電流連續，紋波小，相應地可以減小濾波電容及開關管電流應力。

表2 樣機關鍵參數

圖7 330 V輸入時前級的實驗波形Fig.7 Measured resonant current waveform under nominal input and full load condition

圖8 330 V輸入時開關Q2及輸入電流iin的實驗波形Fig.8 Experimental waveform of the input current under nominal input and full load condition

額定輸入電壓滿載情況下，雙諧振LLC-DCX變換器同步整流管Q021、Q041實驗波形如圖9所示，不難看出：1)流過同步整流管的電流減小到零后才關斷，實現了零電流關斷(ZCS)；2)二次側電流大部分流過同步整流管，因此大大的提高了效率，詳細效率對比見圖10。

滿載情況下，樣機效率隨輸入電壓的變化曲線和效率隨負載變化曲線如圖10(a)和如圖10(b)所示。通過對比可知同步整流將整機的效率提高了約2%。

圖9 330 V輸入時同步整流的實驗波形Fig.9 Experimental waveform of the synchronous MOSFETs under nominal input and full load condition

圖10 樣機的測試效率Fig.10 Measured overall efficiency of the prototype

5 結 論

為了解決傳統懸浮控制電源采用硬開關拓撲，效率不高的問題，通過引入雙諧振LLC諧振變換器拓撲，提出了基于同步整流雙諧振LLC-DCX的兩級式解決方案，設計了一款效率高達94%的多路輸出懸浮控制電源，具有以下優點: ①控制簡單可靠，易于實現；②效率高、體積小；③各路輸出獨立控制，穩壓精度高，無交調；④可靠性高：將變壓器分成了兩個功率較小的分布式變壓器，溫度分布均勻，大大提高了電源的可靠性。⑤低的輸入電流紋波。實驗樣機測試結果證明了所研究方案的高效性。

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(編輯：劉素菊)

Double resonant LLC-DCX with synchronous rectifier based power supply for maglev control system applications

LIU Wen-jun， YI Jun-hong， MA Hong-bo

(School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China)

The traditional solutions formaglev control power supply have problems of uncontrolled duty ratio,poor cross-regulation rate,and low conversion efficiency. In order to solve these problems,a two-stage solution employing the double resonant tank LLC-DCX with synchronous rectifier is proposed and developed in this paper. The proposed solution not only can achieve soft-switching of primary switch and reduce the conduction loss of secondary side rectifier,but also can decrease greatly the low input current ripple.Thus,the high efficiency,high reliability owing to a uniform thermal distribution and low input current ripple are the key advantages of the proposed solution. The operating principle of the double resonant tank LLC-DCX with synchronous rectifier was firstly analyzed. The design consideration for key parameters was discussed. A 210W,220-380 V input hardware prototype with four outputs,was fabricated and tested in the lab,and the experimental results and efficiency measured date were presented to demonstrate the declared features and validity.

synchronous rectifier；maglev control power supply；double resonant tank LLC-DCX；multiple output

2015-03-09

國家自然科學基金(51407149)

劉文軍(1988—)，男，碩士，研究方向為高效率變換器拓撲及控制； 易俊宏(1987—)，男，碩士研究生，研究方向為高效率變換器拓撲及控制； 馬紅波(1981—)，男，博士，副教授，碩導，研究方向為高效率、高功率密度開關變換器技術及其在軌道交通、新能源領域的應用。

馬紅波

10.15938/j.emc.2017.06.003

TM 46

A

1007-449X(2017)06-0018-08