一種MEMS開關驅動電路的設計*

孫俊峰,朱 健,李智群,郁元衛,錢可強

(1.南京電子器件研究所,南京 210016;2.東南大學射頻與光電集成電路研究所,南京 210096;3.微波毫米波單片集成和模塊電路重點實驗室,南京 210016;4.東南大學集成電路學院,南京 210096)

一種MEMS開關驅動電路的設計*

孫俊峰1,2*,朱 健1,3,李智群2,4,郁元衛1,3,錢可強1

(1.南京電子器件研究所,南京 210016;2.東南大學射頻與光電集成電路研究所,南京 210096;3.微波毫米波單片集成和模塊電路重點實驗室,南京 210016;4.東南大學集成電路學院,南京 210096)

靜電驅動MEMS開關可靠工作需要較高的驅動電壓,大多數射頻前端系統很難直接提供,因此需要一種實現電壓轉換和控制的專用芯片,以滿足MEMS開關的實用化需要。基于200 V SOI CMOS工藝設計的高升壓倍數MEMS開關驅動電路,采用低擊穿電壓的Cockcroft-Walton電荷泵結構,結合特有的Trench工藝使電路的性能大大提高。仿真結果顯示驅動電路在5 V電源電壓、0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯負載下,輸出電壓達到82.7 V,滿足大多數MEMS開關對高驅動電壓的需要。

電荷泵;MEMS開關;升壓倍數;SOI;Trench工藝

近年來,微機電系統(MEMS)研究得到了迅猛的發展。作為MEMS的重要分支之一,RF MEMS研究也取得了顯著成果。其中RF MEMS開關因具有高線性度、高隔離度、低插入損耗的突出優點,在測試和通訊系統中極具應用價值[1-5]。RF MEMS開關的驅動通常包括熱驅動、壓電驅動、靜電驅動等形式,靜電驅動因具有功耗低、響應速度快、易集成的特點,在現實應用中最具潛力[5-6]。但靜電驅動開關的驅動電壓較高,目前文獻記載開關可靠工作的電壓通常需要30 V～90 V[5]。這對向低功耗低工作電壓方向發展的電路系統是個挑戰,系統往往無法直接提供如此高的驅動電壓,設計一種CMOS高壓驅動電路無疑是解決該問題的關鍵之一。目前基于電荷泵實現的CMOS驅動電路具有低功耗易集成的特點,但通常電荷泵實現的升壓倍數只有幾倍[7-10]。對于要求低輸入電壓、高輸出電壓的MEMS開關驅動電路,升壓倍數往往要達到十幾倍,實現如此高升壓倍數的電路鮮有文獻報道。相對而言,低升壓倍數的電荷泵比較容易實現,隨著升壓倍數的提高,電荷泵的級數增加,電路寄生效應影響加劇,繼續增加電荷泵的級數最終無法實現升壓倍數提高,反而會使其下降[11]。因此必須改進電路,減小寄生效應影響,實現升壓倍數持續提高。但升壓倍數的增加,電路中各器件的電壓擊穿也成為問題,這些都是高升壓倍數電荷泵電路設計所面臨的難點。本文基于200 V SOI高壓CMOS工藝設計的MEMS開關驅動電路實現5V輸入、80V以上輸出的升壓能力。采用特有的Trench工藝,容許MOS器件具有不同襯底偏置電壓。同時利用Trench工藝、SOI片的高阻載片以及版圖優化等方法實現電路的寄生效應最小。結合calibre和maxwell軟件提取寄生參數,在cadence軟件下進行后仿,結果顯示電路的輸出電壓達到82.7 V。

1 工藝實現

電路采用SOI 200 V CMOS 工藝實現,該工藝的器件分低壓和高壓兩種,其中5 V低壓器件包括PIP電容、電阻、PMOS管和NMOS管。200 V高壓器件包括PMOS管和NMOS管,該兩種高壓管又分別分為柵壓5 V和200 V的高壓管。工藝的特點是采用SOI片為襯底,SOI片的載片電阻率>6 000 Ω·cm,另外特有的Trench工藝,實現器件層中各MOS管襯底完全相互隔離,結構簡圖如圖1所示。其中Trench結構工藝采用電感耦合等離子體(ICP)設備刻蝕器件層的硅至二氧化硅層,形成具有一定平面圖形的淺槽,再采用以二氧化硅為主要成分的絕緣介質填充淺槽,平坦化絕緣介質,最終形成該Trench結構。通過封閉的環狀Trench結構與SOI片的二氧化硅層結合,使環內MOS管襯底被完全包裹,與周圍襯底電學隔離,該MOS管襯底從而可以設置獨立的偏置電壓。與傳統井隔離技術相比,其寄生電容大大減小,襯底偏置電壓設置范圍也明顯增大,只要低于隔離介質的擊穿電壓即可。

圖1 SOI CMOS結構簡圖

圖2 驅動電路工作原理圖

2 電路拓撲結構

本文的CMOS驅動電路工作原理如圖2所示,整個電路采用開環控制。振蕩器輸出差分振蕩信號給緩沖器,緩沖器把信號轉化成差分方波信號,輸出給電荷泵,電荷泵在差分信號的作用下升壓,產生的高壓提供給輸出控制器,輸出控制器根據控制信號,輸出MEMS開關的驅動電壓,實現對MEMS開關的控制。

2.1 振蕩器

振蕩器的作用是產生差分振蕩信號,輸出給緩沖器,結構如圖3所示。振蕩器由兩組三級級聯的反相器構成,中間4個反相器起耦合作用,保證輸出差分振蕩信號。該結構的振蕩器具有功耗低、結構簡單優點。振蕩頻率調節可通過調節反相器中MOS管尺寸和反相器的級數實現,本文設計的振蕩器頻率約為3 MHz。

圖3 振蕩器和緩沖器的拓撲結構

2.2 緩沖器

緩沖器用于把來自振蕩器的差分振蕩信號轉換成差分方波信號。如圖3所示,緩沖器分成兩個獨立子單元,分別把差分振蕩信號經過三級反相器轉化成差分方波信號,輸出給電荷泵。由于輸出方波直接驅動電荷泵,容性負載較大,所以緩沖器要求具有較大的驅動能力。

圖4 電荷泵子單元的拓撲結構

2.3 電荷泵

電荷泵是整個電路的核心部分,它實現低壓向高壓轉換,決定整個電路的性能。圖4所示是電荷泵子單元的內部結構,并給出每個管子襯底偏置的連接。整個電荷泵由25個這樣的子單元級聯構成,電荷泵整體電路如圖5所示。得益于工藝中的隔離技術,每個MOS管襯底可以設置不同偏置電壓,保證電路正常工作。電路工作原理如下,當input1端口電壓高,input2端口電壓低時,PMOS管MP1和NMOS管Mn2開啟,PMOS管MP2和NMOS管Mn1關斷,實現input1端口對電容C2充電,同理,當input1端口電壓低,input2端口電壓高時,實現input2端口對電容C1充電。當電荷泵子單元級聯時,即可實現前一級電容對后一級電容的交替充電,電荷泵逐級升壓。由于內部電壓是差分信號,輸出端采用圖5的輸出結構使差分輸入轉為單端輸出,提高了電荷泵輸出穩定性和帶負載能力。忽略寄生效應,電荷泵輸出的電壓值如式(1)所示[12]。

(1)

式中:N是電荷泵級數;VDD為電源電壓;Iout為電荷泵輸出電流;Cn為第n級電荷泵子單元中電容值;f為工作頻率。

圖5 電荷泵原理圖

圖7 驅動電路整體版圖

該電荷泵結構的特點是每個電容極板間電壓在任意周期內不超過電源電壓,保證了每級電荷泵不管電壓升高到多少,電容極板間電壓都小于其最大擊穿電壓。較低電容極板間電壓帶來的另外好處是,可選擇單位面積容值較大的電容,所以設計中全部采用5 V低壓PIP電容。

2.4 輸出控制器

輸出控制器的作用是按照CTR端口的輸入信號(0或5 V),控制V_out端口電壓輸出,結構如圖6所示。

圖6 輸出控制器拓撲結構

圖6中,C為高壓輸入端,CTR為低壓控制端,V_out為高壓輸出端。8個MOS管都為高壓管,Mp1、Mp2、Mp3、Mp4為柵壓200 V的高壓PMOS管,Mn1、Mn2、Mn3、Mn4為柵壓5 V的高壓NMOS管,借助CTR端輸入的低壓信號對Mn2和Mn3的漏極電壓進行控制,使它們在高電壓(C端口提供的電壓)和零電壓之間切換,同時分別鏡像漏極電壓到V′和V_out端,以實現CTR端口信號對輸出端電壓的控制。當CTR端口的輸入電壓信號為0 V時,V_out端口通過Mn4管接地,當CTR端口的輸入電壓為5 V時,C端口的高壓通過Mp4管輸出到V_out端口。該電路特點是實現低電平對高電平的控制,且輸出端不直接與內部MOS管柵極相連,減小來自端口的靜電擊穿風險。

3 版圖設計

驅動電路整體版圖布局如圖7所示,電荷泵中所有MOS管采用Trench工藝隔離,保證每個管子襯底可以具有獨立的偏置電壓。所有電荷泵子單元中C1、Mp1和Mn1放置在一側,C2、Mp2和Mn2對稱放置在另一側,分別采用大Trench環包圍,使同相信號的器件放置在相同的大Trench環內。利用Trench工藝的二氧化硅絕緣性和載片的高阻特性,顯著減小電路中差分信號間的耦合,電路的效率大大提高。后仿結果顯示,相同負載下電荷泵輸出電壓從原先40 V以下,最后提升到80 V以上。整個電路版圖有6個焊盤,VDD為芯片電源端口,GND為芯片接地端口。具有ESD保護的CTR端口用于外界控制信號輸入,控制V_out端口的輸出電壓。VT和EX_CP端口用于測試電荷泵產生的高電壓。因為電路帶負載能力較差,電壓測試儀器無法直接從端口V_out獲得電壓值,需從內部設計的專用測試電路得到。整個芯片面積約2 mm2,電容占據整體版圖面積80%以上。

圖9 電源電壓5 V、負載為0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯、電容typical工藝角下電路輸出電壓的瞬態仿真結果

4 仿真結果

理論分析和仿真發現電荷泵電路對寄生電容非常敏感,SOI片的載片改成高阻并運用Trench工藝和版圖優化設計等技術明顯降低了電路寄生電容。采用maxwell和calibre仿真工具提取電路寄生參數,在cadence軟件下進行電路后仿,得到振蕩器起振過程如圖8所示。

振蕩器在0.5 μs內起振,振蕩頻率約3 MHz。在5 V電源電壓、0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯負載、typical工藝角下仿真得到的電路輸出電壓為82.7 V,功耗0.65 mW。V_out端輸出電壓的瞬態仿真結果如圖9所示。

圖8 振蕩器起振過程

由圖9可知輸出電壓從0 V到90%最大輸出電壓所需時間約190 μs。當電荷泵輸出為82 V、負載為0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯條件下,仿真得到的輸出控制器性能如圖10所示。

圖10 電荷泵輸出82 V、負載為0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯時,輸出控制器的CTR端口與V_out端口電壓仿真結果

由圖10可知CTR端口和V_out端口的電平轉換都在5 μs內完成。仿真還發現MOS管的工藝角對輸出電壓影響較小,原因可能是MOS管輸出電流小且只起著開關作用。然而電容的工藝角對仿真結果影響較大,電容在不同工藝角下電路性能的仿真結果如表1所示。

表1 5 V電源電壓、0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯負載下電路仿真結果

結果顯示電容在不同工藝角下,電路得到的輸出電壓變化較大。這主要是不同工藝角下的電容絕對值不同,導致電路帶負載能力改變,從而在相同負載下輸出電壓發生變化。

5 結論

本文給出了一種MEMS開關驅動電路的設計,電路基于SOI 200 V CMOS 工藝實現,版圖整體面積約2 mm2。獨特的Trench工藝使每個MOS管襯底能夠具有不同的偏置電壓,相比傳統井隔離技術,襯底偏置電壓可設置范圍明顯增大,寄生電容減小。Trench工藝、高阻載片及版圖優化設計等方法使得電路的寄生參數大大降低,效率明顯提高。仿真結果顯示,在5 V電源電壓、0.2 pF電容和1 GΩ電阻并聯負載下,輸出電壓達到82.7 V,滿足大部分MEMS開關的驅動需要。同時該電路還可應用于其他大電壓小電流的靜電驅動MEMS器件。通過擴展多個輸出控制器,電路可控制由多個MEMS器件構成的模塊,如MEMS移相器、MEMS濾波器、MEMS衰減器、MEMS開關陣列等,因此具有很好的應用前景。

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Design of Driving Circuit for MEMS Switch*

SUNJunfeng1,2*,ZHUJian1,3,LIZhiqun2,4,YUYuanwei1,3,QIANKeqiang1

(1.Nanjing Electronic Devices Institute,Nanjing 210016,China;2. Institute of RF- and OE-ICs,Southeast University,Nanjing 210096,China;3.Science and Technology on Monolithic Integrated Circuits and Modules Laboratory,Nanjing 210016,China;4.School of Integrated Circuits,Southeast University,Nanjing 210096,China)

The reliable work of electrostatically actuated MEMS switch depends on the high actuating voltage which is difficult to be directly provided by most of the RF front-end systems,and an ASIC chip is needed to convert the system’s supply voltage into high voltage and drive the MEMS switch. Based on the 200 V SOI CMOS process,a driving circuit with high step-up ratio is designed for MEMS switch. A new type Cockcroft-Walton charge pump with low breakdown voltage and the special Trench process are adopted. As result,the performance of the driving circuit is improved. At the condition of the 5 V supply voltage and the load of 0.2 pF capacitor in parallel with 1 GΩ resistor,the output voltage of the driving circuit is up to 82.7 V,which meets the need of most MEMS switches.

charge pump;MEMS switch;step-up ratio;SOI;trench process

項目來源:預研基金項目(9140C14030314OC14004)

2016-03-22 修改日期:2016-04-23

C:1210

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.020

TN492

A

1005-9490(2017)02-0361-05