基于NCP1252A和FAN6204的雙管正激電路設計與實驗研究

童西雄

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基于NCP1252A和FAN6204的雙管正激電路設計與實驗研究

童西雄1,2

（湖北工業大學，武漢 430068）

針對普通自驅式同步整流存在的電路復雜、效率不高、可靠性低等問題，討論了一種使用NCP1252A和FAN6204設計的具有輸出同步整流功能的雙管正激電路，分析了電路原理，給出了設計步驟，并將該電路成功用于某型雷達接收機電源，驗證了分析、設計的有效性。

雙管正激 同步整流 NCP1252A FAN6204

0 引言

正激電路具有電路簡潔，應用廣泛。但由于不同輸入電壓及負載情況下，輸出續流管導通時間的不確定性，造成正激電路在實現同步整流時較為困難。目前較為常見的各種自驅式和外驅式正激同步整流電路不同程度的存在電路復雜、效率不高，可靠性低等問題。

此處運用NCP1252A和FAN6204設計的具有輸出同步整流功能的雙管正激電路，較好的克服了目前各種自驅式和外驅式正激同步整存在的問題。在某型雷達接收機電源的設計中成功運用該電路，效率高，紋波小，產品穩定可靠。

1 工作原理分析

1.1 雙管正激原理分析

電源主電路采用了雙管正激的拓撲結構，拓撲電路如圖1所示：

圖1 雙管正激的拓撲電路

in 為輸入直流濾波電容，Q1 和Q2 為主功率開關管，D1、D2 和C1、C2 分別為Q1 和Q2 的內部寄生的反并聯二極管和電容，D3、C3 和D4、C4分別為變壓器磁通復位二極管及其寄生的并聯電容，T為主變壓器，DR和DF為輸出整流及續流二極管，Lf和Co輸出濾波電感和電容。當二個開關管Q1 和Q2 同時關斷時，磁通復位電路的二個二極管D3 和D4 同時導通，輸入的電流母線電壓Vin 反向加在變壓器的初級的勵磁電感上，初級的勵磁電感在Vin 作用下勵磁電流從最大值線性的減小到0，完成變壓器磁通的復位。

選用安森美公司的NCP1252A作為雙管正激的控制芯片。它具有一系列的優勢，如：頻率抖動、電流采樣前沿消隱、內部斜坡補償、跳周期工作、自恢復輸入欠壓檢測等。

圖2 雙管正激續流整流的典型應用電路

1.2 次級同步整流原理分析

飛兆公司的FAN6204采用了獨創的線性預測時序控制技術，用于決定次級同步整流 MOSFET （正激電路中次級整流的續流管）的開通與關斷時序。該控制技術只需檢測變壓器繞組電壓和輸出電壓，無需檢測 MOSFET 的電流，因此具有很高的抗噪性。該技術無需來自初級端的同步驅動信號，因而減少了外部器件數量，簡化PCB 布局。

1.2.1 線性預測時序控制介紹

次級續流同步整流MOSFET 關斷時序由線性預測時序控制確定，并且工作原理基于伏秒平衡定理。伏秒平衡定理表明，穩態情況下開關周期中的電感平均電壓為零，因此充電電壓和充電時間的乘積等于放電電壓和放電時間的乘積。在反激中，勵磁電感的充電電壓為輸入電壓 (VIN)，而放電電壓為 n*OUT，如圖 3 中所示的典型波形。可得出下列等式：

IN*PM.ON=*OUT*L,DIS(1)

其中PM,ON為電感充電時間，L,DIS為電感放電時間。

FAN6204 使用具有兩組分壓器的 LPC 和 RES 引腳以分別感測繞組DET 電壓 (DET) 和輸出電壓 (OUT)；因此可獲得IN/、PM.ON和OUT。因此，次級續流處同步整流MOSFET 的導通時間L,DIS可由式 1 預測。如圖3所示，當續流處同步整流 MOSFET體二極管開始導通且 DET 電壓下降至零時，續流處同步整流 MOSFET 會導通。通過線性預測時序控制可關斷續流處同步整流MOSFET。圖 4 表明，線性預測時序控制電路使用內部時序電容 (CT) 生成轉換器勵磁電流的副本 (VCT)。使用內部電容電壓，可間接檢測電感放電時間 (L,DIS)，當CT放電至零時，SR 控制器關斷續流處同步整流MOSFET，從而實現同步整流過程。

圖3 反激方式下線性預測時序控制的典型波形

2 電路實現

正激電路中，續流管的工作模式與反激電路中的輸出整流二級管工作模式類似。具體見圖5。我們根據上述原理分析，設計一個5 V/12 A的雙管正激同步整流電路。

圖4 線性預測塊原理框圖

2.1 雙管正激參數的計算

圖5 正激方式下線性預測時序控制的典型波形

通過式2，我們可以得得出初級電感量。

輸出濾波電感的計算：電流紋波系數取0.15，MIN為最小占空比（發生在輸入電壓最高的情況下）,S為周期。則輸出濾波電感量為：

(3)

我們假定由C、輸出電容(out)及最大階躍負載電流(Δout)確定出Δout時的最大壓降(out)為250 mV，通過已知的公式，我們可以得到電容容值。

依據上述公式，并充分考慮電源的工作環境，變壓器選擇PQ2625，初次級匝比為31:2，初級電感量5.6 mH。濾波電感選用三個H125鐵粉芯磁環并繞，電感量＞17 μH。第一級濾波電容為6個470 μF并聯。

2.2 同步整流參數計算

參考圖2 ，LPC-EN必須大于LPC-TH-HIGH，因此 LPC 端分壓器1和2，應該滿足下式：

考慮 LPC 和 RES (1~4 V) 的線性工作范圍，則：

(6)

考慮到分壓電阻和內部電路的公差，分壓比 (K) 的取值為 5～5.5。最終取值為：1:120 k2:10 k；3:14.3 k；4:10 k。

3 實驗研究

根據上述對輸出同步整流雙管正激電路的分析，依據某型雷達接收機對電源的要求(輸入250 V～350 VDC，輸出5 V/12 A)，設計如圖6所示電路并進行了實驗研究。實測滿載效率90.5%，輸出紋波為7 mV。達到了技術要求。測試波形如圖7～圖10所示。

圖6 電路原理框圖

圖7 初級電流取樣Isense波形

圖8 初級MOS的D、S端波形

圖9 同步整流驅動波形

圖10 變壓器次級波形

4 結論

對NCP1252A和FAN6204的具有輸出同步整流功能的雙管正激電路進行設計與實驗研究，根據有關條件設計了電路參數，并用于產品設計。結果表明，相對于普通正激同步整流電路，該電路具有電路簡潔、效率高、紋波小，可靠性高等優點。

[1] Adlsong . The defects in operation principle of dual switch forward converter based on ideal model and the analysis of practical operation principle.

[2] Thierry Sutto. 2 Switch-forward current mode converter.

Design and Experiment Research of Two?switch Forward Circuit Based on NCP1252A and FAN6204

Tong Xixiong

( Hubei University of Technology, Wuhan 430068, China)

TN710

A

1003-4862（2017）03-0013-03

2016-12-15

童西雄（1977-），男，碩士。研究方向：電子工程。