EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)的抗多徑性能提升

王明雙，吳樂南

(東南大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210096)

EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)的抗多徑性能提升

王明雙，吳樂南

(東南大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210096)

為提升擴(kuò)展的二元相移鍵控(Extended Binary Phase Shift Keying，EBPSK)脈沖調(diào)制通信系統(tǒng)的抗多徑能力，提出了針對EBPSK脈沖調(diào)制波形特點(diǎn)的多徑分離方法。在簡要介紹EBPSK脈沖調(diào)制原理后，分析其調(diào)制參數(shù)與時延的關(guān)系，根據(jù)時延值設(shè)定相應(yīng)的EBPSK脈沖調(diào)制參數(shù)，實(shí)現(xiàn)副徑與主徑的分離，從而消除副徑對主徑的影響；在此基礎(chǔ)上，提出了利用副徑能量的新型碼元聯(lián)合判決方法,提高了信噪比。系統(tǒng)仿真結(jié)果證明了該方法在多徑信道下的有效性。

EBPSK；多徑；時延估計；聯(lián)合判決

0 引言

在無線通信系統(tǒng)中，信號從發(fā)射端可以通過多條反射路徑到達(dá)接收端，造成接收信號的幅度、相位以及角度產(chǎn)生波動，這種現(xiàn)象就是多徑衰落[1]。多徑因素會直接影響傳輸質(zhì)量，多徑衰落對無線信號的影響是快速的，在短時間內(nèi)使得接收信號的幅度和相位等信息產(chǎn)生變化[2-3]，各路徑相互疊加后造成了解調(diào)困難。可采用分集接收技術(shù)提高通信性能[4]，而多徑分離技術(shù)多基于偽隨機(jī)序列擴(kuò)頻通信[5]，在發(fā)射端將信號頻譜擴(kuò)展，在接收端將各路徑信號相位校正，降低多徑衰落的影響，但信號頻譜擴(kuò)寬降低了頻譜利用率，無線頻譜是稀缺資源[6]，且解調(diào)系統(tǒng)較復(fù)雜。在此背景下提出了一種基于EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)的較簡單的多徑分離方法，不增加頻譜開銷，利用EBPSK脈沖調(diào)制的波形特點(diǎn)分離多徑并加以利用，提高系統(tǒng)抗多徑效應(yīng)的能力。

1 EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)多徑時延估計

1.1 EBPSK脈沖調(diào)制原理

EBPSK脈沖調(diào)制是利用調(diào)制脈沖在碼元周期內(nèi)位置的差異來傳遞數(shù)字信息的，設(shè)傳輸碼元的周期為時間Ts，載波頻率為fc，載波周期為Tc，一個碼元周期包含N個載波周期，即Ts=NTc=N/fc，跳變持續(xù)的時間長度為K+rg個載波周期，且2(K+rg)

(1)

式中，g1(t)和g2(t)分別為二進(jìn)制信息“0”和“1”,通常假設(shè)A=1，rg=0。

1.2 調(diào)制參數(shù)設(shè)置

短波無線信道在時域頻域都是不穩(wěn)定的，但如果將其帶寬限制在較小的范圍(小于12 kHz)，在足夠短的時間(如10 min)內(nèi)，大多數(shù)HF信道可以認(rèn)為是近似平穩(wěn)的，并可用一個平穩(wěn)模型來描述[8]。在模擬多徑效應(yīng)時，將副徑看成是主徑時延后的波形，接收信號可用主徑信號與延遲一定時間的主徑信號相互疊加來表示[9]，下面基于此模型討論副徑相對于主徑的時延情況。

假設(shè)副徑相對于主徑的時延為Δτ，首先取得Δτ/T的整數(shù)部分?jǐn)?shù)值m，m表示主徑時延的碼元周期數(shù)，再計算Δτ-mT，其是主徑時延后在第m個碼元周期內(nèi)的具體位置，根據(jù)式(1)的EBPSK脈沖調(diào)制表達(dá)式可見：

① 當(dāng)0<Δτ-mT<2KTc時，主徑延遲m個碼元周期形成了副徑波形，其波形將落入碼元周期內(nèi)的脈沖調(diào)制段(0～2KTc)內(nèi)，所以多徑將與主徑波形混疊。

② 當(dāng)2KTc≤Δτ-mT

通過接收信號的眼圖，可以觀察多徑情況。圖1給出了多徑與主徑分離情況下部分接收碼元的眼圖。

圖1 多徑與主徑分離情況下接收信號的眼圖

1.3 多徑時延估計方法

基于自相關(guān)法的時延估計[10]主要利用發(fā)送信號與接收信號的相關(guān)性來獲取時延信息。設(shè)EBPSK脈沖調(diào)制信號為s(n)，接收信號為r(n)=as(n)+bs(n-D)+v(n)，其中，接收信號有主徑和副徑共2條徑，副徑相對主徑延遲為D，v(n)為均值為零的信道高斯白噪聲且與信號不相關(guān)，a和b為衰減系數(shù)。取a=b=1，則有相關(guān)函數(shù)Rsr(τ)=E[s(n) ×r(n+τ)]=Rss(τ)+Rss(τ-D)，通過函數(shù)峰值確定延時值。廣義互相關(guān)函數(shù)的時延估計方法[11]，是從互功率譜出發(fā)，根據(jù)不同情況選擇加權(quán)函數(shù)，取出互相關(guān)函數(shù)的峰值來估計時延。

自相關(guān)法和廣義自相關(guān)法在高斯白噪聲背景下時延估計性能較好，但由于無線信道的時變性以及各類強(qiáng)干擾的混入，上述2種方法將無法準(zhǔn)確估計時延，自適應(yīng)時間延遲估計方法(LMSTDE)在最小均方誤差的準(zhǔn)則下迭代計算[12]，通過信道參數(shù)來獲取時延值，可有效抵抗各類干擾對估計準(zhǔn)確性的影響。

2 多徑聯(lián)合判決

多徑聯(lián)合判決的前提是多徑的分離，關(guān)鍵是副徑中包含的碼元信息參與判決，即當(dāng)前碼元的采樣判決值與多徑內(nèi)包含當(dāng)前碼元的采樣判決值共同作為判決依據(jù)。

假設(shè)發(fā)射的單個EBPSK脈沖調(diào)制信號碼元的接收表達(dá)式為ag(t)，其中a是信道增益引起的幅度衰落。經(jīng)過多徑傳輸后，接收信號為：

(2)

式中，τi為各條路徑相對于主徑的延遲值。在獲得各條路徑相對延遲后，將第i條路徑的延遲值消除，得到各條路徑去時延的波形，然后相加，從而提高了接收端的信噪比，如式(3)所示：

(3)

下面舉例說明，經(jīng)多徑傳輸信道后，根據(jù)1.2節(jié)的調(diào)制參數(shù)設(shè)置要求，選定EBPSK脈沖調(diào)制參數(shù)為K=78、N=666和fc=455 kHz，只存在主徑和副徑2條徑，Δτ為2 ms，計算延遲范圍得到m值(m=1)，而且Δτ-mT符合參數(shù)設(shè)置的第2種情況，即當(dāng)前碼元周期內(nèi)包含前一個碼元的延遲波形，下一個碼元周期內(nèi)包含當(dāng)前碼元的延遲波形，而且副徑與主徑分離，那么當(dāng)前碼元的判決可將碼元“0”的2個最佳位置采樣值的和與碼元“1”的2個最佳位置采樣值的和作比較判決。這可理解為在發(fā)端引入了“編碼”，編碼方式是將當(dāng)前碼元的信息，編入下一個碼元內(nèi)且不影響下個碼元的信息表達(dá)，從而保證在不降低碼元速率下，提高當(dāng)前碼元解調(diào)性能。

圖2是在主副徑分離下的接收信號波形經(jīng)解調(diào)處理后2個碼元周期內(nèi)的信號波形圖。解調(diào)器采用包絡(luò)檢波，也可利用沖擊濾波器[13-14]對接收信號進(jìn)行解調(diào)。

圖2 接收信號經(jīng)解調(diào)處理后的2個碼元周期的波形

可見，EBPSK脈沖調(diào)制信號經(jīng)過多徑信道，一個碼元周期內(nèi)出現(xiàn)了2處峰值，一個是當(dāng)前碼元的判決峰值，另一個是由前面碼元時延至當(dāng)前碼元周期內(nèi)的多徑峰值。因受信道衰落影響，碼元判決位置的采樣值是變化的，應(yīng)采取相對判決門限，即對比碼元“0”與碼元“1”的判決位置采樣值，以確定當(dāng)前碼元信息。

3 系統(tǒng)仿真

3.1 時延估計

仿真實(shí)驗(yàn)條件設(shè)置同第2節(jié)例。此時利用自相關(guān)法、廣義互相關(guān)法、LMSTDE法估計的副徑時延與設(shè)置的2 ms相同，估值準(zhǔn)確。在混入低強(qiáng)度窄帶干擾下，三者的估計時延較為準(zhǔn)確，但在干擾強(qiáng)度較大時，LMSTDE時延估計方法表現(xiàn)較佳。修改信號調(diào)制參數(shù)K或多徑增益，對LMSTDE方法估計的時延準(zhǔn)確性影響不大。表1給出的是在干信比40 dB時，LMSTDE估計的副徑相對主徑的時延值。

表1 LMSTDE時延估計隨K和多徑增益的變化情況表

參數(shù)K增益時延值19800．51-0．0022-0．002-0．00223800．51-0．0021-0．0022-0．002127800．51-0．0021-0．0021-0．0016

3.2 多徑聯(lián)合判決的誤碼率

調(diào)制參數(shù)和信道條件同第2節(jié)例，比較利用副徑的信息進(jìn)行碼元聯(lián)合判決與僅采用碼元內(nèi)幅度判決的解調(diào)性能，結(jié)果如圖3所示。

圖3 碼元聯(lián)合判決法與幅度判決法的誤碼率比較

由圖3可知，信噪比在-6 dB左右時，利用副徑信息的碼元聯(lián)合判決方法的誤碼率已達(dá)10-4量級，且誤碼率曲線呈迅速下降趨勢；而采用最佳接收方式的幅度判決法在相同信噪比下性能遠(yuǎn)不如碼元聯(lián)合判決法，且隨著信噪比增大誤碼率下降不明顯。

4 結(jié)束語

通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了LMSTDE進(jìn)行EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)在多徑及強(qiáng)干擾環(huán)境下時延估計方法的有效性。通過定性分析EBPSK脈沖調(diào)制波形的特征，利用獲得的時延估計值選擇EBPSK脈沖調(diào)制信號參數(shù)實(shí)現(xiàn)了主徑和副徑分離目的，整個系統(tǒng)較為簡單、有效，解調(diào)端充分利用了副徑能量實(shí)現(xiàn)碼元聯(lián)合判決，解調(diào)性能相比已有方法得到了顯著提升。

仿真結(jié)果表明所述方法可有效對抗多徑，在較低信噪比下系統(tǒng)解調(diào)性能仍表現(xiàn)較佳，為進(jìn)一步研究EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)應(yīng)用于無線信道奠定了基礎(chǔ)。

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Improvement in Anti-multipath Performance of EBPSK Pulse Modulation System

WANG Ming-shuang，WU Le-nan

(School of Information Science and Engineering，Southeast University，Nanjing Jiangsu 210096，China)

A method of multipath separation based on the waveform characteristics of extended binary phase shift keying (EBPSK) pulse modulation is presented to mitigate multipath effect.After a brief introduction to the principle of EBPSK pulse modulation，the relationship between the modulation parameters and time-delay is analyzed.The direct signal and multipath signals are distinguished by selection of the EBPSK pulse modulation parameters according to the delay estimations；and then a joint decision method using the multipath energy is applied to achieve extra signal-to-noise ratio(SNR).The results of computer simulation show that this method is effective in multipath environments.

EBPSK；multipath；delay estimation；joint decision

10.3969/j.issn.1003-3114.2017.03.10

王明雙,吳樂南.EBPSK脈沖調(diào)制系統(tǒng)的抗多徑性能提升[J].無線電通信技術(shù),2017,43(3)：43-45,84.

[WANGMingshuang，WULe’nan.ImprovementinAnti-multipathPerformanceofEBPSKPulseModulationSystem[J].RadioCommunicationsTechnology，2017,43(3):43-45,84.]

2016-12-26

王明雙(1981—)，男，碩士研究生，主要研究方向：通信信號處理。吳樂南(1952— )，男，教授、博士生導(dǎo)師，中國通信學(xué)會和中國計算機(jī)學(xué)會高級會員，主要研究方向：通信信號處理和多媒體信息處理。

TN914.2

A

1003-3114(2017)03-43-3