大功率儲能型有源箝位反激變換器的研究

王云濤　楊文榮　魯兵　喻志森　劉江華

摘要：本設計主要適用于蓄電池與逆變器直流母線之間的變換器，接受逆變器的調度，實現(xiàn)蓄電池的充、放電功能。主要分析了輸入（或輸出）300V，輸出（或輸入）48V的有源箝位雙向反激DC-DC變換器的電路設計原理，闡述了能量正向傳遞時的工作過程，并對主電路參數(shù)進行設計計算。通過搭建模型進行仿真，得出工作過程波形。通過實驗驗證了理論與仿真的正確性，以及實現(xiàn)了該反激變換器的主開關管的零電壓開通（Zero Voltage Switch，ZVS）。

關鍵詞：有源箝位；DC-DC；反激變換器

DIO：10.3969/j.issn.1005-5517.2017.2.015

引言

獨立風能、太陽能發(fā)電系統(tǒng)受天氣影響很大，輸出功率不穩(wěn)定，所以，迫切需要配置儲能系統(tǒng)來保證系統(tǒng)供電的可靠性和連續(xù)性。雙向DC-DC變換器可實現(xiàn)發(fā)電系統(tǒng)能量與蓄電池能量的雙向傳遞。雙向DC-DC變換器朝著高頻性、高可靠性、高效率、小型輕量化和高性能的方向發(fā)展。傳統(tǒng)的雙向DC-DC變換器工作在硬開關狀態(tài)，開關損耗大、可靠性低，解決問題的最佳方式是采用軟開關技術。有源箝位雙向DC-DC反激變換器可以實現(xiàn)變壓器漏感能量的吸收、開關管的關斷電壓抑制，以及實現(xiàn)開關管的ZVS等功能。此外，在雙向反激變換器中采用有源箝位技術，未增加電路控制的復雜程度，是雙向反激電路實現(xiàn)電壓箝位和軟開關的首選技術。

本文主要對雙向反激變換器的有源箝位變換器的工作原理和軟開關技術進行了分析。

1 電路拓撲與工作模態(tài)分析

1.1 電路拓撲

有源箝位雙向反激直流變換器的電路拓撲如圖1所示。該拓撲結構是以基本雙向反激變換器隔離變壓器為基礎，在隔離變壓器兩側添加有源箝位電路形成的。

其中，U_in、U_out為輸入輸出電壓；激磁電感L.和理想變壓器T_x組成反激變壓器；L_r1、L_r2為變壓器一次側漏感和二次側漏感；C_r1、C_r2分別為主開關管S₁、S₂的結電容；C_c1、C_c2分別為箝位電容，與箝位開關管S₃、S₄串聯(lián)組成箝位電路。

在發(fā)電系統(tǒng)能量與蓄電池能量的雙向傳遞過程中，大部分時間工作在能量的正向傳遞過程，所以，以向蓄電池充電的方向為正。

1.2 工作模態(tài)分析

進入穩(wěn)態(tài)工作后，以開關管S₁和S₄的開通為起點。一個周期由十個模態(tài)組成，運用十個區(qū)間來分析變換器的工作過程，每個區(qū)間的參數(shù)波形變化如圖2所示。

在模態(tài)分析之前，需進行假設：分析開始時，變換器進入了穩(wěn)定工作狀態(tài)，激勵電感L_m上的電流恒為正；箝位電容C_c1和C_c2非常大，開關過程中其兩端電壓近似不變；電感L_r上儲存能量足夠大，能夠實現(xiàn)開關管S₁的零電壓導通；電感L_r1、L_r2之值遠小于激磁電感值L_m（L_r約為5%～10%的L_m）；箝位電容C_c1與電感L₁諧振周期要滿足關系式：。

（1）

t₁-t₂：在t₁時刻，開關管S₁和S₄關斷，原邊電流給S₁的輸出電容C_r1充電，變壓器開始放電，副邊電流反向給S₂的輸出電容C_r2放電，這個模態(tài)時間很短，所以可以近似認為C_r1的電壓線性增加，C_r2上的電壓線性減小。

t₂～t₃：當C_r1電壓充電至U_in+U_c1時，原邊輔助箝位開關管S₃的體二極管導通，原邊電流開始給箝位電容C_c1和輸出電容C_r1充電，由于C_c1比C_r1大很多，忽略對C_r1的充電。當S₃的體二極管導通時，開關管S₃的漏源電壓UDS被箝位在一個負的體二極管導通電壓上，此期間開關管S₃開通，可實現(xiàn)S₃的零電壓開通。這期間C_c1兩端的電壓上升，C_r2的電壓減小。

t₃-t₄：在t₃時刻，當U_c1被充電至U_in+U_c1，時，副邊開關管S₂的體二極管導通，則S₂的UDS被箝位在體二極管的導通電壓上，此期間開通S₂，可以實現(xiàn)S₂的零電壓開通。

t₄-t₅：在t₄時刻，開關管S₂和S₃零電壓開通，則副邊電流從箝位開關管S₂的體二極管轉移至導電溝道上，S₂同步整流。激磁電感電流L_m線性減小，箝位電容C_c1和電感L_r1發(fā)生諧振，電感L_r1電流線性減小，箝位電容C_c1的電壓增大，因為C_c1電容很大，所以諧振過程中電壓近似不變。S₁兩端電壓被箝位在U₁+U_Cc1。

（2）

t₅-t₆：t₅時刻，開關管S₂和S₃斷開，電感L_r1被輸出電容C_r1充電，副邊電流方向不變，開關管S₂的體二極管續(xù)流。

t₆～t₇：t₆時刻，原邊輸出電容C_r1的電壓降為0，之后S₁的體二極管導通，原邊開關管S₁的漏源電壓U_DS被箝位在一個負的體二極管導通的壓降值上，原邊上的電感L_r1上的反向電流線性減小，副邊電感L_r2電流線性減小。

t₇～t₈：t₇時刻起，原邊開關管S₁零電壓開通，變壓器原、副邊繼續(xù)換流。當電感L_r1電流i_r1和激磁電流i_m相等時，換流結束，S₂的體二極管出現(xiàn)反向恢復電流。

t₈～t₉：這個模態(tài)期間，S₂的體二極管反向截止，副邊電流給輸出電容C_r2充電。

t₉～t₁₀：t₀時刻，輸出電容C_r2兩端電壓被充電至U_c2，輔助開關管S₄的體二極管導通，繼續(xù)給電感L_r2續(xù)流，在i_r2電流變?yōu)?之前開通，都可實現(xiàn)開關管S₄的的零電壓開通。之后開始重復t₀時刻開關周期工作。

2 主要電路參數(shù)設計

2.1 零電壓開通條件

要實現(xiàn)開關管S₁的零電壓開通，必須使其在t₆-t₇之間開通。在t₇時刻，電感L_r1的電流變向，重新給C_r1進行充電，S₁的DS電壓不再為0。因此，開關管S3關斷和S1開通之間的最佳延遲時間為諧振電感L_r1和諧振電容C_r1諧振周期的四分之一，因此需要滿足關系式：

（3）

此外，在開關管S₃關斷時刻（t₅時刻）電感L_r1的存儲能量必須足夠大，能夠存儲C_r1上電荷的完全釋放能量，因此，在該時刻滿足以下能量關系：E_Lr1>E_Cr1，其中，。當電感L_r1在S₃關斷時刻沒有存儲足夠的能量，只能一定程度上降低S₁的開通損耗。

2.2 參數(shù)設計

2.2.1 主要技術設計指標

本有源箝位反激變換器的設計目標，如表1所示。

2.2.2 變壓器的參數(shù)設計

變壓器在有源箝位反激變換器中充當傳輸能量的元件，其設計思路和一般反激變換器設計思路一致。輸入電壓越低，占空比越大，峰值電感電流越大，所要求的勵磁電感也越大，所以應在最小輸入電壓的條件下設計變壓器的各項參數(shù)。

（1）磁芯材料

參照設計規(guī)格中的額定功率和開關頻率，本次設計選用PC40磁材，該材料的主要參數(shù)如表2所示。

（2）磁芯尺寸

采用面積乘法（AP）確定磁芯尺寸，所謂的面積乘法，該變壓器的設計容量為：

（4）

式中，A_e為磁芯有效面積；A_w為可繞導線窗口面積；η為電路效率；J_s為導線的電流密度，選取4A/mm²；K_m為窗口填充系數(shù)，K_m=0.2-0.3，此處選取0.25；K_f為波形系數(shù)，選取K_f=4。

根據(jù)計算結果，選取EE60磁芯，其參數(shù)如表3所示。該磁芯A_p>A_{p min}，故滿足要求。

（3）初級繞組匝數(shù)

初級繞組的計算公式為：

帶入已知參數(shù)，可得N_p=23.0350t，取整后，最終初級繞組匝數(shù)N_p為24t。

（4）次級繞組匝數(shù)

次級繞組的計算公式為：

式中，U_D為二極管壓降，一般選取U_D=0.7。將已知參數(shù)帶入，求得N_s=3.6774t，取整，次級匝數(shù)N_s為4t。

2.2.3 電路參數(shù)設計

（1）占空比

在變壓器的原、副邊交替互補導通的情況下，只存在電流連續(xù)模式。在連續(xù)模式中，根據(jù)伏秒平衡得式（5），聯(lián)立式（5）和式（6）即可得出正向工作時的占空比取值范圍為0.37～0.49。

5）

（6）

（2）原邊激磁電感L_m

變換器在充、放電工作過程中，必須保證激磁電感電流i_m恒為正值，激磁電感L_m需滿足關系式（7），副邊激磁電感為。

（7）

（3）原邊串聯(lián)電感L_r1

根據(jù)2.1提到的零電壓開通條件可知，電感L_r1的存儲能量必須足夠大，能夠存儲電容C_r1釋放的能量，所以滿足式（8），同理可求副邊串聯(lián)電感L_r2。

（8）

（4）原邊箝位電容C_c1

箝位電容的數(shù)值設計主要基于反激變壓器的漏感值，箝位電容與漏感組成的諧振網絡，其諧振周期的一半應大于開關管S₁的最大關斷時間，即滿足式（9），原副邊拓撲結構對稱，同理可得副邊箝位電容C_c2

3 工作波形仿真與實驗

3.1 工作波形仿真

本文使用PSI M軟件，對所設計的有源箝位雙向反激變化器進行仿真實驗，仿真參數(shù)見表1。此外，變壓器采用EE60磁芯，原邊電感L_m=350“H，變壓器匝數(shù)比N=6：1，原副邊諧振電感為L_r1=30μH、L_r2=0.1μH，原副邊箝位電容為C_c1=0.22μF、C_c2=6.6μF。通過仿真，得到正向傳遞時的工作波形，如圖3所示。仿真結果與理論分析基本保持一致。

3.2 實驗結果

結合上述分析，研制了實驗樣機，如圖4所示。

（1）電路工作在滿載情況時

蓄電池端充、放電的電流波形如圖5所示。在圖5中，I_S2為蓄電池上的充電電流，通過霍爾傳感器轉化成電壓形式，測量電壓1 V則相當于此時產生電流為20A。由圖可知，蓄電池上的電流為25A。圖5a為反激變換器初級側電流，該變換器工作在連續(xù)模式下，并在開關管開通和關斷瞬間，電流產生波動。圖5b為工作在充電過程中（正方向），流經蓄電池的電流隨開關管動作的變化，圖5c為放電過程中的變化。當開關管開通或關斷的瞬間，開關的切換會對高壓探頭表筆產生干擾，蓄電池充電電流出現(xiàn)波動起伏，呈衰減趨勢，逐漸趨于穩(wěn)定狀態(tài)。

（2）軟開關的實現(xiàn)

如圖6所示，U_S1為主開關管S₁的驅動電壓，U_DS為S₁的DS電壓。U_S2為主開關管S₂的驅動電壓，UDS為S₂的DS電壓。在S₁、S₂的開通信號到來之前，開關管DS之間的電壓下降至零附近，開關管開通的電壓基本沒有波動，說明在滿載情況下，很好地實現(xiàn)了ZVS。

4 結論

為研究適用于大功率儲能型逆變器的DC-DC變換器的工作過程，對雙向有源箝位反激變化器的拓撲結構與工作原理進行了詳細分析。在普通雙向反激變換器的基礎上，增加有源箝位電路能夠充分利用漏感能量，能夠降低功率開關管的電壓應力和損耗。本文通過仿真和實驗驗證了該有源箝位反激變換器的工作過程理論分析的正確性以及實現(xiàn)軟開關的可行性，能夠適用于大功率場合。