一種脈沖變壓器隔離的IGBT驅動電路的設計研究

劉虹伶 劉明宇

（重慶大學，重慶 400044）

一種脈沖變壓器隔離的IGBT驅動電路的設計研究

劉虹伶 劉明宇

（重慶大學，重慶 400044）

本文著重分析了變壓器隔離驅動的技術特點，討論了保護電路的基本要求，給出了一個具有保護功能的IGBT驅動電路和關鍵參數設計。分析及試驗表明，該驅動電路簡單、適用、可靠。

IGBT驅動電路；脈沖變壓器隔離；短路保護

IGBT的驅動電路是PWM控制器與IGBT柵極之間的接口電路，它對系統的功耗和可靠性等方面有著很大的關聯性。目前驅動電路主要采用快速光耦或變壓器來實現隔離的。比之光耦隔離方式，變壓器隔離的電壓較高，延遲較小，可以實現較高的開關頻率，并且還具有可靠性高和不存在老化的突出優點[1]。

本文針對變壓器邊緣耦合方式的結構特點，提出了一種新型驅動電路，具備占空比傳遞范圍寬、IGBT短路保護、正負脈沖輸出的功能，而且還具有結構簡單可靠的特點。

1 變壓器隔離驅動的技術特點

變壓器只能傳輸交流，如果使用變壓器直接傳輸大占空比PWM信號，初級就必須串聯隔直電容，防止變壓器飽和。而變壓器次級的輸出波形，仍然滿足等伏·秒數原理，當占空比減小時，輸出波形會整體上移，正脈沖幅值升高，必須采用穩壓管進行限幅，導致柵極電阻的附加損耗。而當占空比加大時，輸出波形會整體下移，正脈沖幅值往往過低，會出現不能有效驅動的情況。因此變壓器直接隔離驅動主要用于占空比變化不大以及功率不大的場合。

主流的變壓器隔離驅動技術：變壓器僅傳輸PWM的微分脈沖信號，由于微分脈沖信號寬度很窄，當占空比寬范圍變化時，只是微分脈沖的位置隨之變化，伏·秒數幾乎不會改變，變壓器僅對PWM波的邊緣進行耦合，而且幾乎不傳輸能量，因此變壓器的體積很小。所輸出的微分脈沖，再借助解調電路恢復出PWM。該方案雖然存在著要為次級回路提供工作電源以及結構相對復雜的問題，但是具有隔離電壓高以及容易構成大功率驅動器的突出優點。

2 驅動電路設計

2.1 PWM波重構

將PWM波的邊緣微分脈沖重新轉換為PWM波，采用RS鎖存器最為方便。但是存在著當PWM信號占空比為零時，RS鎖存器輸出電平不確定的問題。如果輸出的是高電平，則會導致IGBT非正常導通，必須避免。

為此，本文采用非門構建的施密特觸發器來實現PWM波的重構，如圖1所示。

圖1 PWM波微分脈沖傳輸及其重構

脈沖變壓器T的輸出是PWM的微分脈沖信號，非門型號選擇為74LS14，本身就是施密特結構的，有確切的閾值電壓VT+、VT-和對應的輸入電流IT+、IT-，因此便于參數計算。

74LS14的參數表中給出的上述主要參數，列出了最大值、最小值、典型值，它是集成電路參數分散性的結果。本文的參數計算，包容這種分散性，避免對集成電路參數的篩選工作。該電路的關鍵設計參數是電阻R1、R2，決定著PWM波重構的精度和可靠性。

1）確定R2的上限

當PWM上跳沿到來時，對應的微分脈沖上跳，其峰值為V2=+5V。當微分脈沖大于IC1的VT+后，IC2輸出高電平VOH。當微分脈沖回零后，必須能夠維持IC2輸出的高電平狀態，直到負微分脈沖到來為止。為此，Va必須滿足

即滿足

為了準確重構PWM波：VOH取為最小值2.7V；VT-取為最大值1.0V。如果取R1=1kΩ，解得R2≤2.1kΩ。

2）確定R2的下限

PWM下跳沿到來時，對應的微分脈沖下跳，其理論峰值應為-5V。而實際情況是：下跳脈沖是充電的微分電容C1在脈沖變壓器初級放電得到的，因此下跳脈沖的幅值，會因占空比不同而有所變化。當占空比較大時，V2峰值可達-5V。而當占空比很小時，由于正負脈沖出現重疊，微分電容充電不充分，放電峰值會自動降低，可以降至-2.5～-3.5V。因此為了確保最小占空比時，都能重構PWM波，取V2=-2.5V。即在V2=-2.5V的條件下，IC2的輸出都能夠可靠翻轉，則Va應該滿足：

即滿足

VOH取為典型值3.4V；VT-取為最小值0.5V。仍取R1=1kΩ，解得R2≥1.3kΩ。因此，綜合的結果：R1=1kΩ時，R2取值在1.3～2.1kΩ之間，故取R2=1.5kΩ。采用非門構建施密特觸發器來實現PWM波的重構，是本文設計的一個重要特點。

2.2 電平變換和功率放大器

重構的PWM波不能直接驅動IGBT。首先必須電平變換，將正脈沖提升至15V左右，負脈沖由零降至-5～-10V，本文設計取為-10V，因此最終輸出的脈沖峰峰值設計為25V。該脈沖再經功率放大，即可用于IGBT的驅動，如圖2所示。

圖2 電平變換及功率放大電路

圖2 中，IC3采用高壓型集成開路門（如7406），其輸出端許用工作電壓可達30V，完全滿足峰峰值為25V的設計要求。+10V1電源將IGBT的E極電位確定為+10V，因此IGBT柵極的正脈沖為15V，負沖為-10V。功率放大采用射隨器，根據IGBT的容量可以選用一組或多組并聯輸出。圖中為兩組射隨器通過電阻R5、R6并聯輸出。

使用高壓型集成開路門進行電平變換，射隨器進行功放，具有系統響應速度快、傳輸延遲小的突出優點，這是本文設計的另一個突出特點。

2.3 IGBT保護電路

出現短路故障時，IGBT會流過很大的短路電流，驅動保護電路的主要功能就是要避免IGBT的損壞，典型的功能要求是：

1）由于IGBT關斷的往往是感性電流，因此不能直接進行強行關斷，而應該軟關斷。

2）保護動作，通常設定3～6μs允許短路時間，便于濾除尖峰擾動干擾，避免誤動作。

設計的保護電路如圖3所示。

圖3 保護電路

當IGBT工作正常時，IGBT的飽和壓降Uce較低，主要由IGBT型號以及實際工作電流決定，如2～4V。此時，設計短路檢測電路的參數：VZ1、R14、R11、R12以及β10，應使T10管飽和，IC5則輸出低電平，RS鎖存器的狀態僅由b點電位確定。在PWM波的上跳時刻，通過b點使RS鎖存器IC7的輸出端置為零，IC8輸出高電平（即IC8輸出開路狀態）。由于IC3、IC8均為開路門，此時d點波形則僅由IC3確定，因此d點波形與PWM波形一致，驅動器正常輸出，保護電路不工作。

當出現短路時，Uce變高，T10管截止，延時電容Cx通過R11放電，在延時3～6μs的時間后，IC5輸出端上跳，RS鎖存器的IC7輸出端被置為1，則IC8輸出低電平，d點的電位會被IC8的輸出端通過R15、C4下拉，并且是按指數規律下拉，滿足緩慢降壓的軟保護要求，柵極電壓最終會被下拉至R15、R4對+25V的分壓。

3 試驗結果

對上述電路進行了試驗研究，主要電路參數取為：R1=1kΩ，R2=1.5kΩ，f=100kHz，重構的PWM占空比調節范圍達1%～49%。圖4（a）所示為PWM波、邊沿微分脈沖耦合輸出、PWM重構以及電平變換的波形；圖4（b）所示為IGBT的正常驅動波形；圖4（c）所示為IGBT過流保護時的驅動波形。

圖4 主要波形分析

4 結論

提出的新型驅動電路，功能全面，分別為以下幾個方面：①采用的是脈沖變壓器隔離的微分脈沖傳輸和PWM波形重構的主流方案；②采用高壓集成開路門實現電平變換，不僅響應速度快，能夠有效解決傳輸延遲問題，而且還能夠解決驅動器輸出波形的一致性問題；③能夠輸出+15V和-10V的驅動電壓，還能夠方便地進行輸出功率的擴容，滿足不同容量IGBT驅動的要求；④確保在驅動脈沖占空比很小或為零時，輸出-10V的驅動電壓，避免IGBT的誤動作。短路保護電路，在檢測到短路狀態時，延時并且緩降柵壓后關閉IGBT，保護動作的延遲時間以及緩慢降壓的速率容易調節，抑制了IGBT當出現過流以及短路保護時的失效問題，提高IGBT工作的安全性。

[1] 張黎, 尹向陽. 高壓大功率IGBT驅動模塊的技術特點[J]. 系統應用, 2007(6): 86-89.

[2] 丁浩華, 陳明輝. 帶過流和短路保護的IGBT驅動電路研究[J]. 電力電子技術, 1997(1): 30-32.

[3] 王華彪, 陳亞寧. IGBT和MOSFET器件的隔離驅動技術[J]. 電源技術應用, 2006(5): 43-45.

Research and Design of an IGBT Drive Circuit for Pulse Transformer Isolation

Liu Hongling Liu Mingyu
(Chongqing University, Chongqing 400044)

The paper emphatically analyzes the technical characteristics of the transformer isolation drive and discusses the basic requirements of protection circuit. An IGBT drive circuit with protection function and key parameter design are proposed. The analysis and tests prove this drive circuit is simple, practical and reliable.

IGBT drive circuit; pulse transformer isolation; short circuit protection