基于MOSFET導通電阻的無刷直流電機相電流采樣技術研究

楊天+張捍東

摘 要：無刷直流電機矢量控制（FOC）對相電流的采樣要求很高，文中利用MOSFET導通時自身的內阻代替傳統的精密電阻以實現相電流的采樣。在實際應用中，該技術可以節約成本，簡化電路，特別在大功率場合，大電流流過精密電阻時會產生很大的額外功率損耗，這使得利用MOSFET導通電阻實現電流采樣具有很高的實際應用價值。文章鑒于MOSFET導通電阻受溫度、電流變化的影響，通過對溫度、電流的實時檢測，實現對阻值的補償控制。最后通過實驗驗證了基于MOSFET導通電阻相電流采樣的精確性，并能夠很好地應用于無刷直流電機的矢量控制系統中。

關鍵詞：電流采樣；無刷直流電機；MOSFET；導通電阻；溫度；矢量控制

中圖分類號：TP202；TM33 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2017）03-00-04

0 引 言

無刷直流電機相比于感應電機、有刷電機等電機擁有壽命長、維護少，產生的轉矩大，同體積能夠產生更大輸出功率，加減速特性好，電磁干擾小等優點。近年來，無刷直流電機被應用于越來越多的場合。隨著電機控制技術的不斷進步，矢量控制（FOC）、直接轉矩控制（DTC）、智能控制等先進控制方案的提出和深入研究，尤其是矢量控制技術的不斷成熟，在許多行業取代傳統方波控制已成為趨勢。

無刷直流電機矢量控制需要通過采集三相電流值來實現算法控制。MOSFET導通時自身存在內阻，導通電阻阻值受溫度、電流影響呈規律性變化[1]，工程中完全可以通過適當的補償完成對導通電阻阻值的實時校正，從而實現對相電流值的準確采樣。與傳統的三電阻采樣相比，利用MOSFET內阻采樣電流時完全可以去掉三個采樣電阻，優化硬件電路，節約成本；同時避免了電流在功率電阻上產生的功率損耗，該技術更適用于大功率場合。文獻[2]提出了大功率場合基于MOSFET導通電阻的電流采樣技術，并針對MOSFET多管并聯電路分析論證了該技術的實際可行性。但文獻中默認MOSFET導通電阻阻值是固定的，未考慮溫度、電流對阻值的影響[2]。文獻[3]只是籠統提出MOSFET導通電阻隨溫度變化呈線性變化規律，可以通過相應的補償控制實現基于MOSFET導通電阻的電流采樣[3]，但文獻沒有分析論證，也沒有給出具體的實現方法。

本文基于MOSFET導通電阻的電流采樣技術，分析了MOSFET導通電阻的阻值受溫度、電流影響的變化規律，給出了具體的軟件補償算法和硬件電路。最后搭建了實驗平臺，測試驗證了電流采樣的精度，該技術可以很好地應用于電機的矢量控制中。

1 MOSFET導通電阻電流采樣方案的分析

1.1 MOSFET導通電阻特性的研究分析

MOSFET導通電阻是指導通時漏源電壓與漏源電流之比，記RON=VDS/IDS。MOSFET是由加在輸入端柵極的電壓VGS來控制輸出端漏極的電流IDS。同時，MOSFET結溫的升高導致載流子遷移率發生變化，進而影響漏源電流IDS，最終改變了導通電阻RON。本文通過搭建圖1所示的MOSFET測試電路，進一步測試分析了導通電阻的變化規律。MOSFET以STP80NF70為例。

STP80NF70輸出特性曲線如圖2所示，STP80NF70轉移特性曲線如圖3所示[4]。

由圖2可知，VGS越大MOSFET的導通效果越好，導通電阻RON越小。由圖3可知，當VGS大于開啟電壓4 V時，MOSFET開始導通；當VGS達到9 V以上時，MOSFET完全導通，此時導通電阻很小。在MOS管GS兩端施加10 V電壓，測試不同溫度和電流條件下對MOS管導通電阻RON的影響。

由圖4可以看出導通電阻典型值隨電流ID的增加變化幅度相對較小，總體呈近似線性關系；由圖5可知，溫度變化對RON影響較大，RON值呈正溫度系數變化，在最高溫度范圍內導通電阻值可以達到典型值的2倍（典型值即為溫度在25℃情況下導通電阻的阻值）。

1.2 MOSFET導通電阻受溫度、電流影響的補償計算

由圖4可知，隨電流變化導通電阻典型值呈近似線性變化規律。這里對導通電阻典型值隨電流變化做線性補償，具體補償公式如式（1）所示，補償系數K1即為圖4中兩點間斜率的平均值，K1取3×10-3。

Rtyp（mΩ）=K1（ID-40）+8.2 （1）

圖5中縱坐標單位為典型值，在25℃時縱坐標值為1。可以看出，隨溫度的變化，導通電阻相對典型值倍數呈線性變化規律。這里對導通電阻隨溫度變化做線性補償，具體補償公式如式（2）所示，補償系數K2為圖5中圖形的斜率，K2取7.5×10-3。

RON（mΩ）=Rtyp（K2T+0.83） （2）

式中， Rtyp為25℃時對應電流的導通電阻典型值， T（℃）為溫度，ID（A）為漏極電流。

2 基于MOSFET導通電阻的相電流采樣具體實現

2.1 相電流采樣硬件電路的設計

圖6所示為基于MOSFET導通電阻采樣相電流的硬件電路圖。A，B，C三相對稱，以A相為例。

圖6中的運放型號選用TSV914，通過運放將VGS電壓信號放大輸出給微處理器，其放大倍數K=1+（R5/R2）。C5為消振電容，通過并聯小電容提供一個高頻交流負反饋通道來降低系統的高頻增益，從而防止發生高頻自激振蕩。R1、R2為10kΩ的輸入端平衡電阻，前面4個磁珠和2個小電容構成兩級高頻濾波電路。同相輸入端上拉一個330 kΩ大電阻R3，相當于一個加法器，拉高運放同相輸入端的輸入電位以保證正負電流的準確采樣。運放輸出端經低通濾波處理器。

導通電阻受溫度影響變化較大，需要實時采集溫度信息。本文利用溫敏電阻阻值隨溫度呈線性變化的特性，通過10 kΩ固定電阻和10 kΩ溫敏電阻構成分壓電路將信號輸出給處理器。在PCB板的設計中，溫敏電阻需要放在溫度變化敏感的地方。圖7所示為溫敏電阻在電路板中合適的擺放位置。

如圖7所示，選用貼片溫敏電阻（RT）擺放在上層中間相（B）出線口附近，貼片對應的下層是流過大電流的功率地。由于考慮到散熱等因素，溫敏電阻測得的溫度和實際的MOSFET溫度呈一定比例系數的差距，經實際溫度測試，取MOSFET溫度為溫敏電阻溫度的1.4倍，通過溫敏電阻實測的溫度計算MOSFET的溫度。

2.2 相電流采樣及補償控制的軟件實現

圖8所示為基于MOSFET導通電阻的無刷直流電機的相電流采樣及相應阻值補償計算的軟件程序流程圖。

如圖8所示，控制器上電后，主處理器（單片機）初始化，此時電機未工作，相電流ID為0。各項功能初始化后，程序進入主循環，每次循環進行一次溫度檢測及相關功能操作；當處理器檢測到電機啟動信號時，PWM捕獲功能啟動，通過相應的算法控制每個PWM周期中觸發捕獲的時間點，PWM捕獲觸發即開啟相應通道的AD轉換，每個PWM周期轉換一次。AD轉換完成即進入ADC完成中斷，在中斷中先進行Rtyp和RON的計算，根據MOSFET導通電阻值和AD轉換得到的壓降值得出相電流值，最后根據FOC算法控制相序、占空比及PWM捕獲點。

3 實驗分析

為了驗證基于MOSFET導通電阻采樣無刷直流電機相電流的準確性，本文采用圖6所示的電流采樣電路，選用STM32F103C6T6主控制芯片搭建了無刷直流電機控制器硬件實驗平臺。在軟件設計中加入溫度、電流補償算法；測試電機為盛儀350 W電機SY73626PK6023YS1，相電流限流40 A，直流母線電流限流20 A。

圖9所示為實驗測試所需要的設備，包括示波器，溫度、電流等各類探頭及電機控制器。圖10所示為實驗測試現場，包括光中測功機測試系統。通過控制負載的變化，在不同溫度下對比測試傳統電阻電流采樣、基于MOSFET導通電阻的電流采樣及實際電流值。考慮到無刷直流電機矢量控制時，相電流呈正弦波變化，故本文所測電流值為相電流的最大值。不同條件下電流采樣值與實際值的對比見表1所列。

由表1可知，在負載、溫度變化時，基于MOSFET導通電阻的電流采樣值與實際電流值相比較，在12 N·m負載，75℃時誤差值最大達到3.7%；限流時，在30 N·m負載，150℃時直流母線限流誤差最大達到+0.41 A，可見相對誤差較小。該技術可以應用于許多電流采樣精度要求不高的行業，例如電動自行車行業，在溫度0℃以上，直流母線電流小于20A的情況下，完全可以達到電流采樣精度小于5%，同時直流母線限流誤差在0.5 A內的技術指標要求。

將通過MOSFET導通電阻采樣的電流值結合FOC算法并實際運用于無刷直流電機控制中，觀察電機工作情況，通過示波器捕捉相電流波形。由圖11可知，電機相電流波形近似正弦波，經過長時間測試，電機運行穩定。實驗驗證了基于MOSFET導通電阻采樣電流的準確性，并且可以很好地應用于無刷直流電機的矢量控制中。

4 結 語

無刷直流電機矢量控制需要時刻采樣三相電流值，由于采用傳統精密電阻采樣電流會產生額外的功率損耗，考慮到MOSFET導通時自身存在的內阻可以代替精密電阻實現相電流的采樣。本文進一步分析了MOSFET導通電阻在溫度、電流不同條件下阻值變化的規律，并給出了硬件電路圖，從軟件上實現阻值的補償控制，最后搭建了實驗平臺。通過測試實驗驗證了基于MOSFET導通電阻采樣相電流的準確性，并且可以很好地應用于無刷直流電機矢量控制方案中。由于避免了檢測電阻對電路系統造成的額外功率損失，在大功率電機控制領域有很好的應用價值。

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