雙向全雙工中繼系統(tǒng)自干擾抑制

鞏玉林，周成杰

(南京郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，江蘇 南京 210003)

雙向全雙工中繼系統(tǒng)自干擾抑制

鞏玉林，周成杰

(南京郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，江蘇 南京 210003)

作為5G的關(guān)鍵技術(shù)，全雙工中繼(Full-Duplex Relay，F(xiàn)DR)技術(shù)憑借其頻率復(fù)用的優(yōu)勢(shì)而備受業(yè)界關(guān)注。FDR不僅能夠提高系統(tǒng)容量，還可以用極低的成本來擴(kuò)大覆蓋范圍。然而，其同時(shí)同頻收發(fā)信號(hào)的特性導(dǎo)致嚴(yán)重的環(huán)路自干擾，這成為制約其發(fā)展的主要因素。針對(duì)FDR系統(tǒng)自干擾抑制(Self-Interference Cancellation，SIC)這一核心問題，主要采用空域方法抑制MIMO中繼自干擾，以降低系統(tǒng)誤碼率，提高系統(tǒng)容量。將FDR與雙向通信相結(jié)合，建立雙向全雙工中繼系統(tǒng)模型。基于原零空間投影法設(shè)計(jì)中繼節(jié)點(diǎn)的編譯碼器，并采用時(shí)域方法抑制源節(jié)點(diǎn)接收端的自干擾。理論分析和仿真結(jié)果表明，采用這樣的設(shè)計(jì)模型能夠有效抑制雙向FDR系統(tǒng)自干擾，大大提升系統(tǒng)性能。

全雙工中繼；自干擾抑制；MIMO；空域SIC；全雙工中繼

0 引 言

全雙工(Full Duplex,FD)技術(shù)作為近年來的新興熱點(diǎn)和先進(jìn)概念，將給無線通信帶來思維上的范式轉(zhuǎn)變，也將影響下一代通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和運(yùn)行模式[1]。中繼技術(shù)不僅可以提高系統(tǒng)容量，還可以大幅增加小區(qū)覆蓋范圍，且中繼設(shè)備的復(fù)雜度遠(yuǎn)低于基站，大大降低了覆蓋小區(qū)的成本。通過全雙工和中繼系統(tǒng)的結(jié)合可以使兩者優(yōu)勢(shì)互補(bǔ)，發(fā)揮出更大的作用。此處對(duì)于全雙工的定義是：通過同頻無線電同時(shí)收發(fā)信號(hào)而進(jìn)行頻率的復(fù)用。因此，全雙工技術(shù)有時(shí)也被描述為單頻瞬時(shí)收發(fā)(Simultaneous Transmit And Receive，STAR)技術(shù)。隨著無線通信呈現(xiàn)出高速化、移動(dòng)化、泛在化和異構(gòu)融合化的趨勢(shì)，頻譜資源日益緊缺，而全雙工技術(shù)憑借其在頻率復(fù)用上的優(yōu)勢(shì)，廣受業(yè)界關(guān)注。全雙工中繼系統(tǒng)由于受到自干擾信號(hào)的影響，減少了整個(gè)系統(tǒng)的信噪比(SNR)[2-4]。自干擾信號(hào)的產(chǎn)生是因?yàn)橹欣^處發(fā)送信號(hào)與接收信號(hào)的耦合。即使如此，全雙工中繼，理論上在系統(tǒng)容量方面依然是很好的解決辦法；在實(shí)際應(yīng)用中，功率非常大的自干擾會(huì)讓全雙工中繼很難實(shí)現(xiàn)。因此，無線中繼的大部分學(xué)術(shù)研究都是基于半雙工實(shí)現(xiàn)的。如果自干擾的問題得到解決，同時(shí)考慮速率損失因素，全雙工中繼系統(tǒng)相比較于半雙工中繼系統(tǒng)能夠提供更有效的、更高的端到端SNR性能。例如，多輸入多輸出(MIMO)中繼能夠在空間域抑制自干擾[5-8]。通過對(duì)中繼發(fā)送端和接收端的波束賦型矢量進(jìn)行合理選擇，能夠減弱自干擾的影響，從而產(chǎn)生更高的端到端SINR，進(jìn)而最優(yōu)化系統(tǒng)容量[9-12]。針對(duì)FDR系統(tǒng)自干擾抑制(Self-Interference Cancellation，SIC)這一核心問題，文中采用空域方法抑制MIMO中繼自干擾，以降低系統(tǒng)誤碼率[13-14]，提高系統(tǒng)容量。

1 系統(tǒng)模型

圖1為雙向MIMO全雙工中繼通信系統(tǒng)模型。系統(tǒng)包括3個(gè)節(jié)點(diǎn)：源節(jié)點(diǎn)S1、S2以及中繼節(jié)點(diǎn)R。并且三個(gè)節(jié)點(diǎn)均配備多天線：S1節(jié)點(diǎn)發(fā)射天線數(shù)為MT1，接收天線數(shù)為MR1；S2節(jié)點(diǎn)發(fā)射天線數(shù)為MT2，接收天線數(shù)為MR2；R節(jié)點(diǎn)發(fā)射天線數(shù)為NT，接收天線數(shù)為NR。假設(shè)S1、S2與R節(jié)點(diǎn)均工作于全雙工模式，即在同頻信道上，每個(gè)節(jié)點(diǎn)收發(fā)信號(hào)分別并發(fā)進(jìn)行。中繼節(jié)點(diǎn)采用AF轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議。

圖1 雙向全雙工MIMO中繼通信系統(tǒng)

該通信系統(tǒng)包含7個(gè)通信信道，且均假設(shè)為準(zhǔn)靜態(tài)瑞利平坦衰落信道。

(1)S1-R信道，信道響應(yīng)矩陣為HS1R∈NR×MT1，且其元素都服從復(fù)高斯正態(tài)分布，即；

(2)R-S1信道，信道響應(yīng)矩陣為HRS1∈MM1×NT，且其元素都服從復(fù)高斯正態(tài)分布；

(3)S2-R信道，其信道響應(yīng)矩陣為HS2R∈NR×MT2，且；

(4)R-S2信道，其信道響應(yīng)矩陣為HRS2∈MR2×NT，且；

(5)R-R環(huán)路信道，其信道響應(yīng)矩陣為HRR∈NT×NR，且；

(6)S1-S1環(huán)路信道，其信道響應(yīng)矩陣為HS1S1∈MR1×MT1，且；

(7)S2-S2環(huán)路信道，其信道響應(yīng)矩陣為HS2S2∈MR2×MT2，且。

假設(shè)S1與S2之間由于信道衰落嚴(yán)重以及陰影效應(yīng)等影響，兩者間不存在直接的通信鏈路。設(shè)在t時(shí)刻，源節(jié)點(diǎn)S1和S2發(fā)送信號(hào)分別為x1[t]和x2[t]，x1[t]∈MT1×1,x2[t]∈MT2×1，發(fā)送功率分別為P1和P2；中繼節(jié)點(diǎn)接收信號(hào)為yR[t]∈NR×1，其轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)為xR[t]∈NT×1；節(jié)點(diǎn)S1和S2的接收信號(hào)為y1[t]和y2[t]，y1[t]∈MR1×1,y2[t]∈MR2×1。則源節(jié)點(diǎn)發(fā)射信號(hào)的協(xié)方差矩陣為：

(1)

(2)

設(shè)中繼節(jié)點(diǎn)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)的協(xié)方差矩陣為：

(3)

且滿足功率限制條件tr{RxR}=PR。

在t時(shí)刻，中繼節(jié)點(diǎn)的接收信號(hào)表達(dá)式為：

yR[t]=HS1Rx1[t]+HS2Rx2[t]+HRRxR[t]+nR[t]

(4)

其中，nR[t]∈NR×1表示中繼節(jié)點(diǎn)處的接收噪聲。假設(shè)nR[t]為均值為0、協(xié)方差矩陣為的加性高斯白噪聲。

設(shè)中繼節(jié)點(diǎn)放大轉(zhuǎn)發(fā)矩陣為Β∈NT×NR，且中繼節(jié)點(diǎn)處信號(hào)處理時(shí)延為τ，則中繼節(jié)點(diǎn)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)為：

xR[t]=ByR[t-τ]

(5)

將式(4)代入式(5)，可得：

(6)

在t時(shí)刻，S1和S2的接收信號(hào)為：

yi[t]=HRSixR[t]+HSiSixi[t]+ni[t]

(7)

其中，i=1,2；ni[t]∈MRi×1為Si節(jié)點(diǎn)處的接收噪聲，假設(shè)ni[t]為均值為0、協(xié)方差矩陣為的加性高斯白噪聲。

將式(7)代入式(6)可得：

(8)

(9)

2 中繼節(jié)點(diǎn)空域SIC方案

如圖2所示，與單向全雙工中繼通信相比，雙向全雙工中繼系統(tǒng)的三個(gè)節(jié)點(diǎn)S1、S2、R均為全雙工節(jié)點(diǎn)，故自干擾的形式較之于單向中繼系統(tǒng)更復(fù)雜：中繼節(jié)點(diǎn)同時(shí)收發(fā)信號(hào)，產(chǎn)生自干擾；源節(jié)點(diǎn)S1(S2)同時(shí)收發(fā)信號(hào)，同樣產(chǎn)生自干擾。但上述兩種形式的自干擾略有不同：中繼處采用AF轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議，故其收發(fā)信號(hào)相互干擾；而源節(jié)點(diǎn)直接產(chǎn)生并發(fā)送數(shù)據(jù)，故其發(fā)射信號(hào)對(duì)接收信號(hào)存在干擾，反之則無干擾。因此，按照干擾產(chǎn)生及處理的位置，分為兩部分：中繼處自干擾抑制和源節(jié)點(diǎn)(或目的節(jié)點(diǎn))處的自干擾抑制。

圖2 中繼自干擾抑制示意圖

(1)中繼處自干擾抑制。

圖2中，WR與WT為中繼節(jié)點(diǎn)的接收譯碼器和發(fā)射預(yù)編碼器。假設(shè)中繼節(jié)點(diǎn)采用AF協(xié)議轉(zhuǎn)發(fā)，設(shè)B為其放大因子矩陣，中繼節(jié)點(diǎn)對(duì)信號(hào)的處理時(shí)延為τ(為便于表示，將中繼的信號(hào)時(shí)延加在放大器上，此舉不影響后續(xù)操作的正確性)。如圖可知，中繼節(jié)點(diǎn)各個(gè)位置的信號(hào)表達(dá)式為：

yR[t]=HS1Rx1[t]+HS2Rx2[t]+HRRxR[t]+nR[t]

(10)

(11)

(12)

(13)

由式(10)～(13)可得：

(14)

為抑制中繼處的自干擾，需滿足式(15)：

WRHRRWT=0

(15)

若中繼自干擾得到抑制，其轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)變?yōu)椋?/p>

xR[t]=WTBWR(HS1Rx1[t-τ]+HS2Rx2[t-τ]+nR[t-τ])

(16)

滿足功率約束條件tr{RxR}=PR。由式(15)、(16)可知，雙向系統(tǒng)在中繼節(jié)點(diǎn)對(duì)編碼器WR和WT的設(shè)計(jì)與單向系統(tǒng)是一致的，改變的僅為功率約束條件。

(2)源節(jié)點(diǎn)處的自干擾抑制。

信號(hào)經(jīng)過中繼節(jié)點(diǎn)的處理后，將繼續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)至源節(jié)點(diǎn)S1和S2。由于S1和S2的網(wǎng)絡(luò)位置相似，故先以S1為例，獲得其接收信號(hào)表達(dá)式，同理可求得S2處接收信號(hào)。

由于S1節(jié)點(diǎn)同樣工作于全雙工模式，故其在t時(shí)刻的接收信號(hào)為：

y1[t]=HRS1xR[t]+HS1S1x1[t]+n1[t]

(17)

將式(16)代入式(17)可得：

y1[t]=HRS1WTBWRHS2Rx2[t-τ]+HRS1WTBWRHS1Rx1[t-τ]+HS1S1x1[t]+HRS1WTBWRnR[t-τ]+n1[t]

(18)

其中，第一項(xiàng)為目標(biāo)信號(hào)；第二項(xiàng)和第三項(xiàng)可看作S1處總自干擾；第四項(xiàng)和第五項(xiàng)為噪聲項(xiàng)。

假設(shè)S1節(jié)點(diǎn)接收端能夠獲知任意時(shí)刻自身發(fā)射端所發(fā)信號(hào)，另外，假設(shè)S1節(jié)點(diǎn)能夠獲取所有信道狀態(tài)信息。因此，S1接收信號(hào)能夠直接抑制式(18)中的所有x1項(xiàng)。經(jīng)過干擾抑制處理后，S1接收信號(hào)變?yōu)椋?/p>

y1[t]=HRS1WTBWRHS2Rx2[t-τ]+HRS1WTBWRnR[t-τ]+n1[t]

(19)

同理，可以求得t時(shí)刻S2節(jié)點(diǎn)接收信號(hào)：

y2[t]=HRS2WTBWRHS1Rx1[t-τ]+HRS2WTBWRnR[t-τ]+n2[t]

(20)

通過以上分析計(jì)算，可以很容易地計(jì)算出系統(tǒng)容量：

(21)

(22)

則S2-R-S1的信道容量為：

(23)

S1-R-S2的信道容量為：

(24)

故總?cè)萘繛镃=C1+C2。

3 數(shù)值仿真與分析

基于上述分析，通過MATLAB仿真結(jié)果來直觀地說明經(jīng)過空域SIC方案處理過的全雙工中繼系統(tǒng)的性能得到了顯著提升。本節(jié)將對(duì)雙向全雙工MIMO中繼自干擾抑制前后的系統(tǒng)性能進(jìn)行比較。仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

圖3反映了自干擾抑制前后，S1和S2總誤碼率隨S1-R間信噪比的變化關(guān)系。

圖3 系統(tǒng)誤碼率隨S1-R間信噪比變化關(guān)系仿真

由圖3可知，中繼自干擾抑制前，誤碼率維持在0.46左右，系統(tǒng)無法得到很好的譯碼性能。在理想情況下(即中繼不存在自干擾)，當(dāng)信噪比SNR=25dB時(shí)，誤碼率降至10-5。而在實(shí)際環(huán)境下，若采用空域自干擾方法，在中繼處設(shè)計(jì)優(yōu)化的編碼器抑制產(chǎn)生的自干擾，當(dāng)SNR=30dB時(shí)，誤碼率降至10-4。相比自干擾抑制前，系統(tǒng)可靠性得到顯著提高。

圖4反映了系統(tǒng)容量隨S1-R間信噪比的變化關(guān)系。

圖4 系統(tǒng)容量隨S1-R間信噪比的關(guān)系仿真

由圖4可知，在中繼采用空域SIC方案后，系統(tǒng)容量得到較大提高(SINR=30dB時(shí)，容量提高至16.7bps/Hz)。且MIMO中繼下的系統(tǒng)容量也大于SISO中繼下的容量(SNR=30dB時(shí)，理想SISO中繼系統(tǒng)容量為14.3bps/Hz)。顯然，空域SIC方案能夠很好地抑制全雙工中繼的自干擾，經(jīng)過空域SIC處理后的系統(tǒng)性能得到了極大提升，系統(tǒng)容量也比半雙工更好，各項(xiàng)性能得到了很好的提升。

4 結(jié)束語

文中通過設(shè)計(jì)一種雙向通信與全雙工中繼通信相結(jié)合的有效模型，采用空域SIC方案抑制雙向全雙工中繼通信的自干擾。仿真結(jié)果表明，將空域自干擾抑制方法應(yīng)用到雙向全雙工中繼通信系統(tǒng)中，不僅能夠降低系統(tǒng)誤碼率，同時(shí)極大地提升了系統(tǒng)容量。

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Self-interference Cancellation in Bidirectional Full-duplex MIMO Relay System

GONG Yu-lin，ZHOU Cheng-jie

(College of Telecommunications and Information Engineering,Nanjing University of Posts and Telecommunications，Nanjing 210003,China)

As a key technology of 5G,Full-Duplex Relay (FDR) technology with its advantages of frequency reuse is concerned by the industry.FDR not only can improve the system capacity but also be used at very low cost to expand coverage.However,the characteristics of simultaneously sending and receiving signals of the same frequency result in serious self-interference of loop,which is a major factor restricting the development.For the core issue,Self-Interference Cancellation (SIC),in FDR system,the method of special domain is used to eliminate interference in MIMO in order to reduce the bit error rate and improve the system capacity.FDR is combined with bidirectional communication to establish bidirectional full-duplex relay system model.The encoder and decoder of relay nodes is designed based on original zero space projection,and time-domain method is applied to eliminate interference from the source node receiving end.Theoretical analysis and simulation results show that this model can effectively eliminate the bidirectional FDR system self-interference,greatly improving system performance.

full-duplex relay;self-interference cancellation;MIMO;spacial SIC;FDR

2016-03-17

2016-06-23

時(shí)間：2017-01-04

國(guó)家“973”重點(diǎn)基礎(chǔ)研究發(fā)展計(jì)劃項(xiàng)目(2014AA01A705)

鞏玉林(1990-),男，碩士研究生，研究方向?yàn)閰f(xié)作通信。

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1450.TP.20170104.1102.088.html

TP302

A

1673-629X(2017)01-0173-04

10.3969/j.issn.1673-629X.2017.01.039